直流双极式可逆PWM调速系统设计讲诉Word格式文档下载.docx

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要求完成的主要任务:

1.ASR及ACR电路设计

2.转速反馈和电流反馈电路设计

3.集成脉宽调制电路设计（如3524）

4.驱动电路设计（如IR2110）

5.PWM主电路设计

课程设计说明书应严格按统一格式打印，资料齐全，杜绝抄袭，雷同现象。

满足如下要求：

1．可逆运行，转速和电流稳态无差，电流超调量小于5％，转速超调量小于10％。

2.对系统设计方案的先进性、实用性和可行性进行论证，说明系统工作原理。

3.画出单元电路图，说明工作原理，给出系统参数计算过程。

4.画出整体电路原理图，图纸、元器件符号及文字符号符合国家标准。

指导教师签名：

2016年11月19日

直流双极式可逆PWM调速系统设计

1任务分析

1.1概述

采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成了脉宽调制变换器—直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统或直流PWM调速系统。

脉宽调制变换器是把脉冲宽度进行调制的一种直流斩波电路，脉宽调制，是利用电力电子开关器件的导通与关断，将直流电压变成连续的脉冲序列，并通过控制脉冲的宽度或周期达到变压的目的。

与V-M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：

1）主电路线路简单，需用的功率器件少。

2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。

3）低速性能好，稳态精度高，调速范围宽，可达1：

10000左右。

4）若是与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强。

5）功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适中时，开关损耗也不大，因而装置效率高。

6）直流电流采用不控整流时，电网功率因素比相控整流器高。

由于有以上优点直流PWM系统应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能中，已完全取代了V-M系统。

为达到更好的机械特性要求，一般直流电动机都是在闭环控制下运行。

经常采用的闭环系统有转速负反馈和电流截止负反馈。

1.2双闭环调速系统的结构图

直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。

其中脉宽调制变换器的作用是：

用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。

图1双闭环调速系统的结构简化图

1.3桥式可逆PWM变换器的工作原理

脉宽调制器的作用是：

用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。

桥式可逆PWM变换器电路如图2所示。

这时电动机M两端电压

的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。

图2桥式可逆PWM变换器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图3所示。

图3PWM变换器的驱动电压及输出电压、电流波形

双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为

如果定义占空比

，电压系数

，则在双极式可逆变换器中

调速时，

的可调范围为0～1相应的

。

当

时，

为正，电动机正转；

为负，电动机反转；

，电动机停止。

但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。

这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。

但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。

1.4PWM调速系统的静特性

由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下

.

按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是

，平均电流用

表示，平均转速

，而电枢电感压降

的平均值在稳态时应为零。

于是其平均值方程可以写成

则机械特性方程式

2电路设计

桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4所示。

PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容

滤波，以获得恒定的直流电压

由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz，合上电源后，用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗。

由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。

为了限制泵升电压，用镇流电阻Rx消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通

图4桥式可逆直流脉宽调速系统主电路

2.1整流电源

此电路用于产生±

15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图5所示：

图5给定及偏移电源电路

2.2双环调节器电路

为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。

2.2.1转速调节器

转速反馈电路如图6所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数

根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。

图6转速反馈电路

2.2.2电流调节器

由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。

此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数

，以滤平电流检测信号为准。

为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。

图7转速反馈电路

2.3集成脉宽调制电路

PWM生成电路如图8所示，SG3524生成的PWM信号经过一个非门转为两路相反的PWM信号，为了确保上下两桥臂不会直通发生事故，中间加入电容

、

进行逻辑延时，后面再加上非门和与门构成的板胡电路。

图8PWM生成电路

本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。

根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的

值即可确定振荡频率。

由初始条件知开关频率为10kHz，可以选择

，

电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524可为脉宽调制式推挽、桥式、单端及串联型SMPS（固定频率开关电源）提供全部控制电路系统的控制单元。

由它构成的PWM型开关电源的工作频率可达100kHz,适宜构成100-500W中功率推挽输出式开关电源。

SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。

由SG3524构成的基本电路如图9所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。

9脚是误差放大器的输出端，在1、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。

12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。

图9SG4532管脚构成的电路图

SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压和基准电压,振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。

振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其值为:

f=1.15/RTCT。

考虑到对CT的充电电流为（1.2-3.6/RT一般为30μA-2mA）,因此RT的取值范围为1.8kΩ~100kΩ,CT为0.001μF~0.1μF,其最高振荡频率为300kHz。

开关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进行比较后,产生误差电压Vr,送至PWM比较器的一个输入端,另一个则接锯齿波电压,由此可控制PWM比较器输出的脉宽调制信号。

2.4驱动电路

IGBT驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用14端DIP封装，引出端排列如图10所示。

图10IR2110管脚图

它的各引脚功能如下：

脚1（LO）是低端通道输出；

脚2（COM）是公共端；

脚3（Vss）是低端固定电源电压；

脚5（Us）是高端浮置电源偏移电压；

脚6（UB）是高端浮置电源电压；

脚7（HO）是高端输出；

脚9（VDD）是逻辑电路电源电压；

脚10（HIN）、脚11（SD）、脚12（LIN）均是逻辑输入；

脚13（Vss）是逻辑电路地电位端外加电源电压，其值可以为0V；

脚4、脚8、脚14均为空端。

IGBT驱动电路如图11所示。

IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；

逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；

浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V，du/dt=±

50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；

输出的栅极驱动电压范围为10～20V，逻辑电源电压范围为5～15V，逻辑电源地电压偏移范围为－5V～＋5V。

IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。

推挽式驱动输出峰值电流≥2A，负载为1000pF时，开关时间典型值为25ns。

两路匹配传输导通延时为120ns，关断延时为94ns。

IR2110的脚10可以承受2A的反向电流。

图11IGBT驱动电路

2.5转速及电流检测电路

转速检测电路如图12。

与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压

，与给定电压

相比较后，得到转速偏差电压

输送给转速调节器。

测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图12所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。

图12转速检测电路

通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图13所示。

3调节器的参数整定

电流调节器以及转速调节器的电路结构如图13所示，由单刀双掷开关控制电机转向，滑动变阻器RP1、RP2分别调节正反转时的转速，RP3可以改变电流的限幅值，下面分别按设计要求计算电路中的各个参数。

转速反馈系数

电流反馈系数

图13电流调节器以及转速调节器的电路

计算调节器参数之前，先根据电动机的额定参数计算电动势系数，额定状态运行时

于是可得

3.1电流调节器参数的计算

电流调节器按典型Ⅰ型系统设计，根据无净差要求，选用PI调节器。

先确定电流环时间常数

电流滤波时间常数

PWM调压系统的滞后时间

电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取

调节器传递函数

式中

——电流调节器的比例系数；

——电流调节器的超前时间常数。

ACR超前时间常数

电流开环增益:

因要求

，故应取

，因此

于是ACR的比例系数为

计算电流调节器的电路参数

调节器原理图如图13所示按所用运算放大器，取

各电阻和电容值计算如下：

3.2转速调节器参数的计算

首先确定转速环时间常数

电流环等效时间常数