电力电子技术课程设计单端反激式开关电源的设计Word格式.docx

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在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。

电源可以分为线性电源和开关电源两大类。

线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其阻值的大小，实现稳压的输出，电路简单，但效率低。

通常用于低于10W的电路中。

通常使用的7805，7815等就属于线性电源。

开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；

关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小，效率高，稳压范围大宽，体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。

反激式功率变换器是功率电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源，本课程设计就是设计一个反激变换器。

2．基本反激变换器工作原理

基本反激变换器如图1所示。

假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作下。

（1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图2（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。

（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，如图2（b）所示，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。

输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。

反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。

原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。

如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM（DiscontinousCurrentMode）），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM（ContinousCurrentMode））。

通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。

当变换器工作于CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：

变换器工作于DCM下时，上述关系式仍然成立，只不过此时的增益M变为：

可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。

3．反激变换器的吸收电路

实际反激变换器会有各种寄生参数的存在，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。

所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。

为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁电路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁电路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。

在220VAC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路和三绕组吸收电路。

其结构如图3（a）（b）所示。

4．反激变换器的系统结构

反激式变换器的系统结构示意图如图4所示。

由图中可以看出，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下五部分构成：

输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路构成。

输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。

吸收电路如图3所示。

所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。

这也是本次课程设计的重点。

5.反激式变换器的变压器设计思路

在本次实习中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度的磁导率为，铁芯的初始磁导率为。

变压器的关键数据有：

原/副边线圈的匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，当然还有导线的粗细选择等，由于本课程设计的漆包线已确定，所以下面主要介绍变压器关键参数的设计思路。

（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原/副边的匝数比开关管Q两端所承受的最高的关断电压应为：

，

（2）中，是考虑了整流二极管的导通压降。

如果考虑到漏感引起的0.3的电压尖峰，则开关管两端所承受的最高的关断电压为：

一般来说，开关管的极限耐压需要在这个基础上仍留下至少30%的裕量。

假定开关管的耐压极限为，则：

这就求出了匝比的上限值，匝比只能比这个值小，不能比其大。

在这个值的基础上选择一个匝比。

就可以求出最大占空比，即最大导通时间。

为保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T以内，所以

（2）原边匝数的计算

根据磁芯，得到有效的导磁截面积eA，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。

电压冲量等于磁路中磁链的变化量，，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。

通常取2倍的上述计算值。

（3）副边匝数的计算

根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。

（4）气隙长度的计算

在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。

假设变压器的输出功率为，效率为，则有如下关系成立：

其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好等于系统的输出和损耗的能量。

所以，其中有以下关系；

则原边的峰值电流为：

，带入上式可以得到初级电感。

其中，为电感系数，为磁阻。

气隙的长度为

6．控制系统设计

反激式变换器的控制芯片主要有TOPSwitch系列芯片、UC384X系列芯片等，其中，应用比较多的是UC384X系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控制器，该集成芯片的特点是，具有振荡器，温度补偿的参考，高增益误差放大器、电流比较器和大电流图腾柱输出，可直接驱动功率MOSFET，并能把占空比限制在50%内。

其控制对象是控制流过功率开关管的峰值电流。

UC3845的控制原理示意图如图6所示，它主要由以下四部分构成。

振荡器：

振荡器频率由定时元件TR和TC决定（），振荡器输出固定频率的脉冲信号，注意：

由于UC3845会每隔一个时钟周期关闭一次输出，所以振荡频率是开关频率的2倍。

开关频率通常取50KHz~100KHz左右。

电压误差放大器：

误差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差，其输出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。

在输入与输出隔离的开关电源中，为减少误差，通常采用外置电压环，即将UC3845内部的误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。

在后面给出的电压反馈电路设计中会有更详细的说明。

电流比较器：

电流比较器的门槛值Verror由误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压太低时，电流门槛值就增大，使输出到负载的能量增加。

反之也一样。

触发器&

锁存器脉宽调制：

一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给锁存器置位，开关管导通，电流Isw线性增加，当电流检测电阻Rs上的电压达到电流比较器门槛值Verror时，电流比较器输出高电平，给锁存器复位，开关管关断，电流比较器的输出恢复低电平;

另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时输入触发器，使UC3845每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是UC3845能把占空比限制在50%内的原因，并决定了振荡频率是开关频率的2倍。

电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。

几个重要器件的介绍:

（1）UC3845

UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。

专为低压应用设计。

其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；

电流模式工作达500千赫输出开关频率；

在反激式应用中最大占空比为0.5;

输出静区时间从50%~70%可调；

自动前馈补偿；

锁存脉宽调制，用于逐周期限流；

内部微调的参考源；

带欠压锁定；

大电流图腾柱输出；

输入欠压锁定，带滞后；

启动及工作电流低。

芯片管脚图及管脚功能如图6所示。

图6UC3845芯片管脚图

　　1脚：

输出/补偿，内部误差放大器的输出端。

通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。

2脚：

电压反馈输入端。

此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。

　　3脚：

电流取样输入端。

　　4脚：

RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。

通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。

　　5脚：

接地。

　　6脚：

图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.

　　7脚：

正电源脚。

　　8脚：

Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA.

（2）TL431

TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。

外部有三极分别为：

阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。

其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。

其具体功能可用图7的功能模块示意。

由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。

由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

图7TL431的功能模块示意图

在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

（3）PC817

PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图8所示，其中脚1为阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。

在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。

同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图8PC817内部框图

四、总体设计电路图

五、参数的计算与选择

（1）计算匝数比：

U=220V,整流桥整流取系数为1.2，则整流后输出Ug=1.2*220=264V，所以:

（Uq*为开关管的耐压极限值，为600V）。

这是匝比的上限值，匝比只能比这个值小。

实际选取的匝比为：

Np/Ns=5

（2）计算最大占空比Dmax：

（3）计算原副边匝数以及辅助绕组匝数：

在电路的设计中我们取开关频率为f=90KHZ，于是S，于是由有：

取Np实=2*Np=22.96，实际取得的原边匝数为：

45匝。

所以副边绕组=45/K=45/4=9匝。

同理，辅助绕组K1=9，取Ns1=9匝。

故，原边为45匝，副边为9匝，辅助绕组为9匝。

（4）计算气隙长度和初始电感值：

取η=0.9，D=0.1，则有：

实测值为0.680mH,误差为：