IGBT并联技术详解教学提纲Word格式文档下载.docx

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4、门极回路中的杂散电感量的差异；

5、IGBT模块所处温度的差异；

6、IGBT模块所处的磁场的差异。

∙IGBT芯片温度对均流的影响

IGBT芯片的温度对于动态均流性能和静态均流性能影响很大：

1、由于IGBT的Vcesat的正温度系数特性，使温度高的芯片的Vcesat更高，会分得较少的电流，因此形成了一个负反馈，使静态均流趋于收敛；

2、根据我们的经验，我们发现，芯片温度变高后，动态均流的性能也会变好；

例如在测试动态均流时，我们会使用双脉冲测试方法，但这时芯片是处于冷态的，当把机器跑起来后，动态均流会改善。

∙IGBT芯片所处的磁场对均流的影响

IGBT模块附近如果有强磁场，则模块的均流会受到影响。

1、如果两个IGBT模块并联且并列安装，如果交流排的输出电缆在摆放时靠近其中某一个IGBT模块而远离另外一个，则均流性能就会出问题；

2、以上现象的原因是某个大电流在导线上流动时会产生磁场，对磁场内的其他导通的电流产生“挤出”或“吸引”的效应；

因此，在结构设计时，需要注意交流排出线的走线形式，以免发生磁场的干涉现象。

IGBT并联使用方法分类

IGBT并联可以分为“硬并联”及“桥臂并联”2大类。

（1）“硬并联”指的是IGBT的发射极和集电极直接连接在一起，如左下图所示；

（2）“桥臂并联”指的是，IGBT桥臂的交流输出端通过均流电抗（感量有一定数值）连接在一起，如右下图所示；

这两种分类方法本质上以模块交流端子到汇流端的电感量进行分类的。

桥臂并联：

桥臂并联是一种风险比较低的并联技术；

硬件电路的特征：

（1）两个桥臂的输出首先接到一个均流电抗，然后再将电流汇在一起；

（2）并联的两个IGBT不能共用IGBT驱动器，必须使用各自独立的IGBT驱动器；

（3）驱动器的输入PWM信号必须足够同步的；

IGBT桥臂并联拓扑中的换流回路分析

在IGBT桥臂并联的电路拓扑中，两个桥臂有各自独立的换流回路，这两个桥臂是不会存在交换电流的情况；

具体地说：

（1）如果在D1续流时开通Q2，则D1发生反向恢复，且反向恢复电流全部流进Q2，不会跑到Q4去，如下图红线所示；

（2）如果Q2在导通电流，则关断Q2时，电流全部被D1所续流，不会跑到D3去；

原因就是在两个桥臂之间，存在着L1和L2这两个电抗，这样两个桥臂之间的动态阻抗会比较高，换流的动态过程中的高频电流是不能从一个桥臂跑去另外一个桥臂的，被电抗阻挡住了。

结论：

这种并联方法不存在动态均流的风险。

每个桥臂的换流行为独立进行。

以上命题成立有一个很重要的前提，就是L1和L2的数值必须足够大，至少足以阻挡桥臂间的换流行为。

IGBT桥臂并联拓扑中均流电抗的分析：

在IGBT桥臂并联拓扑中，每个桥臂的输出阻抗会决定输出电流有效值的分配情况，在下图中，均流电抗L1和L2分别归属左桥臂和右桥臂，很显然，桥臂的输出阻抗的主体是均流电抗的感抗，而IGBT桥臂本身的阻抗与感抗相比可以忽略。

所以，决定两桥臂的出力水平（或整体均流水平），主要由均流电抗L1和L2的感量决定。

感量偏大，则对应桥臂的输出电流偏小，感量偏小，则对应的桥臂的输出电流偏大。

桥臂的整体均流情况，是由桥臂的均流电抗的感抗的比例决定的。

这种电路中，电抗的制造工艺比较关键，感量的偏差水平将决定桥臂的静态均流水平。

电路均流的风险转移到了电抗上。

IGBT桥臂并联拓扑中驱动信号同步性的分析：

在IGBT桥臂并联拓扑中，要求PWM信号要足够同步，这里“同步”这个概念需要量化。

用很具体的方式来描述信号同步的程度。

在这种应用中，同步性要求比较低，不需要达到nS级，有百nS级即可。

如左下图所示，两个光纤发光头被同一个电流点亮，然后将信号传递到INA及INB，我们可以说这两个信号是“同步”的，但其实发光头，光纤通路，接收头理论上都是存在时间差异的，在最差的情况下应该有几百ns，甚至超过1us的差异。

不过在桥臂并联应用中，这是完全可以接受的。

工程中可以忽略这个差异。

IGBT桥臂并联拓扑中均流电抗的选取原则：

均流电抗的数值的选取很重要，因为电抗的成本不低，如果感量太大了，成本就会上去，且散热也是问题。

因此选均流电抗的原则是：

在满足均流性能的前提下，感量尽量低。

（1）均流电抗的感量越大，桥臂间的耦合越弱，越不容易发生环流现象；

（2）桥臂的结构对称性越好，均流电抗感量要求越低；

（3）两桥臂的PWM脉冲同步性越好，均流电抗感量要求越低；

（4）驱动电路一致性越好，（例如门极电压数值），均流电抗感量要求越低；

（5）具体的感量数值的确定比较大程度上需要靠实验，可能的数值会在几uH到几百的uH的水平，根据应用不同而不同；

IGBT桥臂并联应用的其他实例：

下图分别是Buck电路和Boost电路的实例，都使用了桥臂并联的方式。

这两种方式在实际中都比较常见。

不过这两种应用中电抗的主要目的不是为了均流，是为了输出电压的纹波水平，所以感量的选取有其他的约束条件。

IGBT并联驱动配置

IGBT驱动器在并联的场合有2种配置方法（LS1，LS2为杂散参数）：

1.“一拖多”，即一个驱动器驱动2个或多个“硬并联”的IGBT，如左下图所示；

2.“一拖一”，即一个驱动器只驱动1个IGBT，IGBT再通过铜排直接相连，这叫“驱动器直接并联”，如右下图所示：

下面将首先介绍“一拖多”，也就是IGBT硬并联的情况，这种情况比较常见。

∙IGBT硬并联的特点分析

优点：

IGBT模块之间并联在一起，不需要均流电抗，比较紧凑和经济缺点：

1.对直流母排对称性要求很高；

2.比较容易产生发射极环流；

3.功率电路与门极回路产生耦合。

IGBT硬并联时的技术风险点如下：

（1）发射极环流问题；

（2）门极回路与功率回路产生耦合（门极共模环流问题）；

（3）直流母排杂散电感不对称产生的问题；

（4）交流排杂散电感数值过大所产生的问题；

（5）IGBT开通门槛电压VGEth，开通延迟的差异所产生的问题；

（6）门极回路杂散电感不对称所产生的问题；

（7）IGBT模块并联数增多的风险。

IGBT驱动器直接并联：

如下图所示，两个模块通过铜排直接连接在一起，这里没有把交流侧杂散电感表示出来。

这是一种介于IGBT硬并联与IGBT桥臂并联的方法。

它的特点是：

1.每个IGBT有独立的驱动器；

2.IGBT的连接形式接近于硬并联，两桥臂交流输出端通过铜排直接相连；

3.可能存在发射极环流，但不同的IGBT门极回路间不存在耦合，IGBT的开关行为很独立；

4.对IGBT个体的一致性要求降低；

5.对直流母排杂散电感对称性要求降低；

6.对Vge信号的同步性要求非常高；

7.对Vge驱动电源电压一致性要求非常高；

IGBT驱动器直接并联的优点：

1.IGBT驱动器直接并联使得桥臂的操作完全独立，不同的门极回路间不存在耦合，即便有发射极环流存在，也不会叠加扰动到Vge电压上，Vge的波形比较纯粹，不会受到驱动器信号以外的其他扰动；

2.不介意交流输出端的杂散电感（Ls1,Ls2），且欢迎这些杂散电感，甚至是一定数值的均流电抗，因为Ls1，Ls2起的作用就是削弱或阻断桥臂间电流耦合，只需有百nH级别的感量，桥臂间流动的高频电流就会被极大地削弱；

3.弱化了系统中各种轻微差异因素带来的问题，例如，直流母排杂散电感的对称性差异，VGEth的差异，tdon，tdoff的差异等。

这些差异都很容易被忽略掉；

4.并联设计风险大大降低；

IGBT驱动器直接并联的关键点：

1.驱动器直接并联对IGBT进行硬并联，则交流输出杂散电感Ls1，Ls2数值会很小，这就要求驱动器的同步性要很高，即从驱动器接收到PWM信号到执行该信号之间的时间差必须足够小，且关键是误差要很窄，稳定性要高；

2.两个并联的驱动器的电源电压要非常一致；

CONCEPT驱动器直接并联技术：

CONCEPT率先提出了驱动器直接并联技术。

1.SCALE-2芯片组使用磁隔离时，PWM信号传输延时为80ns±

4ns，这样的精确延迟可以确保驱动器直接并联技术得以实现；

2.副方芯片自身的稳压功能使驱动电压一致性得到保证；

使用了直接并联技术的1SP0635，及1SP0335如下图：

CONCEPT的实现方法：

1.SCALE-2芯片组可以实现，原方PWM信号至Vge的精确延时；

2.副边15V开通电压与-10V关断电压完全相同；

IGBT均流的测试方法：

静态均流测试时，使用柔性电流探头，测桥臂输出电流，测量其电流有效值，考核两桥臂一致程度。

柔性电流探头在测量I1和I2时，可能会见到下图的情况。

上面的尖刺就是流过L1，L2的换流电流。

要想办法消除。

IGBT硬并联风险分析

一、发射极环流现象:

在IGBT并联问题中，首先需要讨论的就是发射极环流问题，首先我们介绍一下这个现象。

以并联的IGBT的上管为例，由于某一种或多种因素的不对称或不同步，造成桥臂的中点（A点和B点）在IGBT开通或关断瞬间会产生电位差。

而驱动器的发射极是通过发射极电阻连在一起的，这样就会产生下图中红色路径所示的电流。

我们把这个电流称为”发射极环流”。

上管开通时刻产生的发射极环流：

下图中，L为负载电感，绿线为D2，D4的续流电流。

此时T1，T3同时给指令进行开通，D2，D4会发生反向恢复现象，假设T3领先于T1开通，则反向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1和Ls2。

而反向恢复电流的变化率是非常高的，斜率能达到1~3kA/us，在Ls1和Ls2上产生的电压使E3的电位比E1高。

在双脉冲测试介绍的文档中得知，反向恢复电流分成前沿和后沿两部分，前沿切换成后沿时，杂散电感上的电压的方向会发生突变。

此时E3-E1的电压的方向还有可能发生突变。

实际情况比较复杂。

上管关断时刻产生的发射极环流：

下图中绿线是T1，T3稳态导通时的电流，此时T1，T3同时给指令进行关断，假设T3领先于T1关断，则Ls2上的电流首先突减，Ls2上会产生左负右正的电压，而Ls1要增加Ls2所减少的电流，出现了突增，会产生左正右负的电压。

此时，E1比E3的电压高。

Vge3上会叠加一个正压，T3关得更慢了；

Vge1上会叠加一个负压，则T1会关得更快。

这里引入了一个负反馈的效果，使关断速度收敛于同步。

下管开通时刻产生的发射极环流：

下图中L为负载电感，绿线为D1，D3的续流电流。

此时T2，T4同时给指令进行开通，D1，D3会发生反向恢复现象，假设T4领先于T2开通，则反向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1和Ls2。

E1的电压会比E3高一些，会出现发射极环流，电流穿过Re1和Re3，但是E3与E1间的环流并不影响T2和T4的开通行为。

Ldc2与Ldc4是两个IGBT模块的直流母排杂散电感，当T4先开通，反向恢复电流穿过Ldc4，产生了上正下负的电动势。

而Ldc2实际上也会产生相同方向的电动势，只是会晚些，因此E4的电动势会出现得比E2早，结果是E4的电压比E2高，Re2及Re4上会产生发射极环流。

因为反向恢复电流的斜率是会改变方向的，因