电力电子变换器设计Word格式.docx

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等构成。

输入直流电源电压为

，输出交流电压为

，变压器

的原边绕组接与

两端。

变压器原边绕组匝数为

，副边匝数为

，变比

。

晶体管为脉宽调制（PWM）工作方式，在一个开关周期

的前半周，

和

导通

，

为占空比，

，后半周期为

导通，导通时间也为

导通时

与

均截止时，

故变压器副边开路时，变压器原边电压

的波形如图1-1（b）所示。

为一个方波电压。

调节晶体管的导通时间，即改变占空比

，就可以调节

的宽度，从而调节

的有效值的大小。

副边电压

波形与

相同，幅值为

（a）全桥逆变器主电路

（b）电阻负载时变压器原边电压和副边电流波形

（c）电感负载时变压器原边电压和副边电流波形

图1-1全桥逆变器

若副边接电阻负载

，则有电流

流过电阻，

的波形与

、

相同，幅值

，变压器原边电流

的波形与副边电流

，此式也可写成

，式中

是副边电阻

折算到原边的值。

由此可见，若变压器为理想变压器，则接于变压器副边的电阻

与不用变压器，而在

两端接电阻

的效果是一样的。

故

导通时，流过

的电流为

导通时的电流也为

，此时反并于功率管的二极管

至

中没有电流流过。

若变压器副边接电感负载

导通时，

在

作用下，负载电流自零增加，增加速度为

该电流在

，即

将关断时达到最大值，

关断后，该电流反向。

在这个电压作用下电感电流减小，减小速度与

开通时的增长速度相同，如图1-1（c）所示。

在这种情况下，变压器原边和副边电压波形和阻性负载时有很大不同，出现了一块阴影面积，在纯电感负载时此阴影面积和阻性负载时的

面积大小相同。

故输出电压

的波形不仅由

的导通状态决定，而且与负载的性质有关。

当占空比

的导通时间

时，

波形成为

电角宽的方波，即

在1/2至1的范围内变化时，

始终为

方波，不受

的影响。

由此可见，全桥逆变器在感性负载时不宜采用这种脉宽控制方式。

全桥逆变器的另一种控制方式是有限双极性控制方式，它是让一个桥臂的两个管子（例如

）为PWM工作，另一桥臂的

轮流导通半个周期，

同时导通

时间。

这种控制方式时，逆变器空载和电阻负载时的输出电压

和电流

波形与上一种控制方式相同，如图1-2（a）所示。

电感负载时，电压

和变压器副边电流

波形如图1-2（b）所示。

，变压器副边电压

，负载电流

的增长率

为负载电感量。

关断，

续流，形成由

、变压器原边绕组和

构成的续流回路，故

因为该回路中没有外电源，若不计电路损耗，则电流

保持不变，直到

导通，电流

才下降。

在这种控制方式下，

和输出电压

仅与开关器件状态有关，与负载性质和大小无关。

（a）电阻负载时变压器原边电压和副边电流波形

（b）电感负载时变压器原边电压和副边电流波形

图1-2有限双极性控制方式下的全桥逆变器的主要波形

全桥逆变器的第三种控制方式是移相控制方式，这种控制方式是

轮流导通，各导通

电角，

也是这样，但

不同时导通，若

先导通，

后导通，两者导电差

电角，如图1-3（a）所示。

其中

分别先于

导通，故称

组成的桥臂为超迁桥臂，

组成的桥臂为滞后桥臂。

移相控制时，空载电压波形

和输出电压波形

如图1-3（a）所示。

与图1-1（b）和图1-2（a）相同。

电阻负载时的电压和电流波形也与图1-1（b）和图1-2（a）相同。

电感负载时的电压和电流波形如图1-3（b）所示，和图1-2（b）相同，

不会畸变。

方波电压

的宽度仅与移相角

有关，

，则

为宽

电角的方波。

越大，则

波形越窄，与图1-2（b）中减小

的占空比时情况相同。

图1-3移项控制方式下的全桥逆变器的主要波形

脉宽调制型DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成，如图2-1（a）所示。

为了讨论方便，图中采用有续流管

的全波整流电路，整流二极管为

，全波整流电路通常用于低电压输出，全桥整流电路常在输出高直流电压时用。

PWMDC/DC全桥变换器的功率管

同时导通，同时关断，导通时间为

为占空比。

也一样，仅在一个周期的下半周期内导通。

变压器

原边电压

为宽度

/2的方波，如图2-1（b）所示。

的幅值

=

，变压器副边电压幅值

经二极管

整流后的电压，也就是加于二极管

上的电压

的波形如图2-1（b）所示，脉冲电压频率为开关频率的两倍，输出直流电压

为：

或

导通，

为正，电感电流增长。

截止时，

续流，此时

为0，电感电流在输出电压作用下下降。

续流时，

中的电流为零，变压器副边绕组电流为零，故原边绕组的电流也为零。

电感电流连续时的波形如图2-1（b）所示，电感电流的平均值就是变换器的输出电流，即负载电流

：

式中

为负载电阻。

已知时求得稳态工作时功率管导通和关断时电感电流的变化量

，即可得到流过二极管

的电流

，如图2-1（b）所示。

流过功率管

的负载电流

与流过二极管的电流

的关系为：

由于变压器铁心磁化与去磁时有磁化电流

，故流过晶体管的实际电流

不计变压器的损耗时，输入电流平均值

与负载电流

若不记开关过程中电路分布电感的感应电势，功率管承受的电压

整流二极管

以及续流管

上电压

若采用全桥整流电路，则二极管上的电压

（a）主电路

（b）主要波形

图2-1具有续流管的DC/DC全桥变换器

若不接续流管

，变压器的工作与有

时有些不同。

导通末期，电感电流

达到最大值

关断后，此电流必继续流过

和变压器副边绕组，富变压器原边绕组中电流方向也不改变，从而使

续流，于是

电压变负，即

，从而使副边绕组感应电势极性反向，

导通，流过

的电流减小。

当

电流相等时，变压器副边绕组的合成磁势为零，于是变压器原边绕组中电流也降为零，续流过程结束。

没有

的直流变换器关键波形如图2-2所示。

短时出现负值，促使变压器两副边绕组电流相等，合成磁势为零，

下降到

，从而

从零上升到

是

关断时电感电流的最大值。

此后，

随

的降低而降低，直到

导通。

由此可见，DC/DC变换器的工作与全桥逆变器的工作有较大的不同。

图2-2没有续流管的DC/DC全桥变换器

在实际电路中，具有隔离变压器的全桥变换器

的导通时间不可能与

的导通时间完全相同。

即使两者相同，其通态压降也可能有差异，也就是说

不可能是一个纯粹的交流电压，而是含直流分量。

由于高频变压器原边绕组电阻很小，此直流分量长时间作用，会导致铁心直流磁化直至饱和，从而使变压器不能正常工作，因此抑制直流分量成为DC/DC全桥变换器的一个重要课题。

最简单的方法是在变压器原边电路中串接隔直电容。

电容上的交流电压降约为

的10%，该电容承受了

的直流电压分量，使变压器上只有交流电压分量。

抑制直流分量的第二种方法是采用电流瞬时控制技术，例如采用电流峰值控制方法，保证

导通末期的电流与

导通末期的电流相同，也可防止变压器直流磁化。

第三种方法是直接检测

的直流分量，在出现正（或负）的直流分量时，减小

（或

）的导通时间，从而减小直流分量。

此次研究的DC/DC变换是由DC/AC全桥逆变和输出整流AC/DC滤波电路组合间接构成的一种变换形式。

对于全桥逆变DC/AC，主电路只有一种，但有三种控制方式，分别为双极性、有限双极性和移相控制方式，其中有限双极性控制方式和移相控制方式这两种控制方式中负载性质不会导致输出电压波形畸变，故为单脉冲逆变器的常用控制方式。

此外，在有无续流管两种情况下，DC/DC变换器的工作情况有较明显差异，本次课程设计又针对DC/DC变换器具有续流管和没有续流管两种情况下的工作过程和工作原理进行了讨论，并对DC/DC全桥变换器中存在的直流分量问题提出了三种可行抑制方法。

通过上面的讨论，可以看出，DC/DC变换器的工作与全桥逆变器的工作有较大的不同。

直流变换器是电子电子变换器的一个重要部分。

本次课程设计主要讨论了DC/DC全桥变换器的构成及在三种控制方式下的工作原理，并对变换器工作实际时存在的直流分量问题进行了简单分析。

在电子技术高速发展的今天研究直直变换有着很高的实际价值。

这一技术已被广泛应用于直流电动机调速、蓄电池充电、开关电源等方面，尤其是后者随着电力电子技术和计算机科学技术的发展其应用越来越广，得到各国电力电子专家和学者的重视，目前已成为一个重要的新兴产业。

该技术也广泛应用在电力牵引上，如地铁、城市轻轨、电气机车、无轨电车、电瓶车、电铲车等。

这类电动车辆一般均采用恒定直流电源供电，以往采用变阻器来实现电动车的起动、调速和制动，耗电多、速率低、有级调速、运行平稳性差等，采用该技术后，可方便地实现无级调速、平稳运行，更重要的是比变阻器方式节电20%-30%，节能效果巨大。

本次课程设计让我进一步加深了对电力电子技术的理解，其作为一种