反激经典帖.docx

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反激经典帖

下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。

在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用。

简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。

还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。

感兴趣的，可以先看一下这个帖子：

SABER中耦合电感的运用

下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。

还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。

细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。

次级是50uH，没有漏感。

变压器的电感比是200：

50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：

1

设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：

下面先简单叙述其工作原理：

t0时刻，MOS开通。

变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1。

变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。

二极管承受反压为Vin/（NP/NS）+Vout。

t1时刻，MOS关断。

变压器初级电流被强制关断。

我们知道电感电流是不能突变的，而现在MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。

根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。

这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是反的。

所以次级的感应电动势是上正下负。

当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。

初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。

在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/（NS/NP），这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。

现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。

反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:

Vf=（Vout+Vd）/（NS/NP），式中，Vd是二极管的正向导通压降。

在本例中，Vout约为20V，Vd约为1V，NP/NS=2，那么反射电压约为42V。

从波形图上可以证实这一点。

那么我们从原理图上可以知道，此时MOS的承受的电压为Vin+Vf。

也有朋友注意到了，在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！

这是怎么回事呢？

这是因为，我们的这个例子中，变压器的初级有漏感。

漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。

那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。

漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。

那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。

当然，这个R不仅消耗漏感能量。

因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。

其实，留意看看，初级配上RCD吸收电路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同的。

故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的，只不过输出的电压是Vf，那么Vf也会在RCD吸收回路的R上产生功率。

因此，初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗过多的能量而降低效率。

t3时刻，MOS再次开通，开始下一个周期。

那么现在有一个问题。

在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。

在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续的。

那么，是不是我们的这个电路是工作在DCM状态的呢？

非也非也，在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。

而是根据初、次级的电流合成来判断的。

只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。

而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。

介于二者之间的就是CRM过渡模式。

所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。

而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。

我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。

也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。

但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。

否则磁芯会饱和的。

在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。

为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。

其他参数保持不变。

？

同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：

t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。

t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。

漏感在MOS上产生电压尖峰。

输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。

这些和CCM模式时是一样的。

这一状态维持到t2时刻结束。

t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。

这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。

那么因为二级管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。

由于此时MOS的Vds电压高于输入电压（结电容储能的缘故），所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。

谐振电流给MOS的结电容放电。

Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。

由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。

t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。

输出完全靠输出的储能电容来维持。

t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。

所以初级的电流是从零开始上升的。

从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：

1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。

而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。

所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。

3，反激电源变压器参数设计

从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。

其实，反激电源的变压器设计方法有很多种。

条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？

我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。

有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称是最明了的。

但我认为，适合你自己的才是最好的。

更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变压器，但你理解了吗？

你从中学习到了什么？

我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。

岳飞不就曾说过：

“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。

”一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。

将来的运用之妙，就存乎一心了。

可以根据具体的参数细化优化！

其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。

只不过呢，由于未知数的数量比方程数量多，那么只好人为的指定某些参数的数值。

对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标。

这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还有些参数是我们人为选择的。

一般来说，我们需要这些参数：

输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。

对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。

这里要作一个说明：

CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。

QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，MOS开通，这样可以实现较低的开通损耗。

也就是说，QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点。

（软开关？

）

CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。

而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。

那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM模式来计算。

那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。

那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？

这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。

缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。

而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。

特别是CCM的反馈，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。

另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿？

。

所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。

只能是“运用之妙，存乎一心”了。

随着项目经验的增加，对电路理解的深入，慢慢的，你就能有所认识。

还有一个重要的参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值的确定来限制。

那我们先来看看，占空比受那些因素的影响呢？

还记得我们上面仿真的过程中，引入的一个概念性的参数Vf吗？

就是次级反射到初级的电压。

如果不记得了，赶快看看上面的帖子复习一下哦。

通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。

而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。

那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：

Vin×Dmax=Vf×（1-Dmax）

那么：

Dmax=Vf/（Vin+Vf）

这就是说Vf越大，Dmax也就越大。

那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？

事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是Vin+Vf，当输出一定时Vf也是一定的，而Vin是随着输入电压的变化而变化的。

另外，MOS管的耐压是有限制的。

而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：

【原创】跟我学系列之二，元器件降额使用参考

我们看到，MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。

常用的MOS管耐压有600V，800V的，fairchild的集成单片电源耐压有650V，800V的，PI公司TOP系列的耐压是700V的，VIPER22A的耐压是730V的等等。

而对于全电压输入的85V~265VAC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。

那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。

最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。

最大工作占空比出现在最低输入电压处为：

Dmax=Vf/（Vinmin+Vf）=110/（100+110）=0.52

以此类推

650V的MOS，耐压用到520V，Vf取520-370=150V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf）=150/（100+150）=0.6

700V的MOS，耐压用到560V，Vf取560-370=190V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf）=190/（100+190）=0.66

800V的MOS，耐压用到640V，Vf取640-370=270V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf）=270/（100+270）=0.73

大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。

但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。

另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。

所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。

我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。

而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。

即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。

所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。

同时，对于MOS耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。

因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。

这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。

当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。

关于这一点，我后面写RCD吸收电路的时候，还要讨论一下。

还有，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器的绕组结构，占空比都是应该适当再调整的。

当占空比和反射电压Vf确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。

对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压Vinmin时变压器初级电流波形。

那么可以知道平均电流为：

Iavg=（Ip1+Ip2）×Tonmax/（2×T）=（Ip1+Ip2）×Dmax/2

假如输出功率是Pout，效率为η，那么

Pout/η=Vinmin×Iavg=Vinmin×（Ip1+Ip2）×Dmax/2

Ip1+Ip2=2×Pout/（Vinmin×η×Dmax）

对于DCM模式而言，Ip1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，Ip1、Ip2。

那么该怎么办呢？

这里有个经验性的选择了。

一般选择Ip2=2～3×Ip1，不要让Ip2与Ip1过于接近。

那样电流的斜率不够，容易产生振荡。

计算出Ip2与Ip1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。

根据：

（Vinmin/Lp）Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到：

Lp=（Vinmin×Dmax）/（fs×（Ip2-Ip1）），其中，fs是开关频率。

下一步，选择磁芯。

（上次看到此）

磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。

但大多数公司的数据和图表并不完整。

所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。

AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，

其中，L单位为H，Ip为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。

比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。

而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。

对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。

ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。

ΔB过小，磁芯体积会很大。

功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。

而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。

开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。

根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。

有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。

其中，L是初级电感量，单位H，Ip是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。

因为我们已经确定了反射电压，Vf，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。

不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。

对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。

那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：

Ns=（Vout+VD）×Np/Vf

Vout是次级某绕组输出电压。

VD是输出整流二极管压降。

肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。

次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管的电压应力也就出来了：

VDR=Vinmax×Ns/Np+Vout

实际上的二极管耐压要高于这个数值。

具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。

对于CCM模式的电路，还必须在这个二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。

绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。

可以很方便计算。

然后根据每平方毫米5A的电流密度选择导线。

同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照

来计算，f是频率，单位Hz

也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。

如果单根导线不够满足电流密度的要求。

那么就用多线并绕或采用丝包束线或litz线。

下面对吸收过程以及参数设计作个分析。

当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。

而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。

这时候，箝位二极管D导通，漏感给电容C充电。

由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。

MOS的漏极电压也就被箝位在Vin+Vc。

当箝位二极管D导通后，漏感电流在箝位电压的作用下线性下降到零？

。

有公式：

（Vc-Vf）×t/Llk=Ip，那么可以计算出这段时间t为：

t=Ip×Llk/（Vc-Vf）

由于吸收二极管的电流波形是个峰值为Ip三角波，所以，每周期RCD吸收电路中耗散的能量为：

Vc×Ip×t/2

那么漏感输入到RCD中的功率为：

P=fs×Vc×Ip×t/2

代入上面t的表达式，得到：

从这个公式中可以看出，Vc取值大一些，有助于降低RCD吸收电路的耗散功率。

太小的Vc会导致RCD电路的耗散功率过大。

有一个经验性的取值，取Vc=2～2.5×Vf，但是，Vc的数值同时也受MOS耐压的限制。

特别是对于低耐压的MOS，没有足够的耐压空间。

故而，Vc的取值要和MOS的耐压、Vf以及工作占空比综合考虑。

如果要让工作占空比比较大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐压足够高的MOS。

如果MOS的耐压已定，由Vc+Vinmax

所以，反激电源中，很多参数之间有互相制约关系。

不同的设计出发点，会得到不同的设计结果。

我们知道了耗散功率P，确定了箝位电压Vc，下面我们就可以根据

P=Vc2/R，来计算得到吸收电路中，R的阻值。

接下来，我们来确定箝位电容的容量。

在前面的计算中，我们一直是假设Vc是不变的，事实上，Vc是略有波动的。

Vc波动的大小，是和RCD吸收电容的容量相关的。

一般我们可以接受Vc电压有5%～10%峰峰值波动。

那么，假如我们选择5%的波动，在MOS关断瞬间，漏感造成Vc电压的变化，可以有如下的公式：

5，输入输出电解电容的计算。

输入侧的电解电容，我们一般按照在最低输入电压下，最大输出的情况下，要求电解电容上的纹波电压低于多少个百分点来计算。

当然，如果有保持时间的要求，那么需要按照保持时间的要求重新计算，二者之中，取大的值。

假如在最低输入电压下，电源的输入功率为Pin，最低输入交流电压有效值为Vinacmin，那么我们一般认为此时整流后的直流电压为Vinmin=1.2×Vinacmin，由于在交流两次充电周期间，对后面变换器的供电都是由电容储能来保证的，那么电压跌落是可以计算出来的：

C×ΔV=I×Δt，

ΔV是电压纹波，一般取Vinmin的10%～20%，I是电容对后面电路的放电电流=Pin/Vinmin

而Δt则是两次充电的时间间隔，可以按照0.8×1/（2×fac）来考虑，说白了，就是交流整流后的半正弦周期中，80%的时间是靠电解电容储能来供应给后面的变换器的。

那么由此我们就可以计算出输入端的交流整流后滤波电解电容容量了。

输出侧的电解电容。

输出端的电解电容工作在高频下，纹波电流对其影响很大，我们一般按照纹波电流的限制条件来计算输出侧的电解电容。

电解电容上的纹波电流有效值与次级整流二极管的电流有效值以及输出电流的关系为：

电解电容的生产厂家通常会给出电解电容在某个频率下，某个温度时的额定纹波电流IRCrms。

但实际使用过程中，我们需要考虑温度效应与频率效应。

实际电容可以使用的纹波电流为IRCrms×温度系数×频率系数。

不同的厂商，提供温度系数和频率系数参考点可能不同，要注意换算。

如果厂商没有提供，那么下面的数值可以供参考：

温度系数：

105℃：

1

85℃：

1.7

65℃：

2.1

频率系数：

100KHz：

1

10KHz：

0.9

1KHz：

0.8

120Hz：

0.5

50Hz：

0.32

单个电解如果纹波电流不够，可以用多个并联使用。

另外，多个并联使用也有助于降低输出电压纹波。

实际最终电解电容的选择是否合适，除了要保证足够的电压裕量。

更主要的就是电解电容的温度和温升。

电解电容的温度每升高10度，那么寿命减半。

所以电解电容的工作温度，将受到电源设计寿命的限制。

另一方面，由于电容的温升可能是外来的热量造成的，也可能是自身的损耗造成的。

所以，我们这里还有一个限制条件，就是，自温升<5℃。

6，输出LC滤波设计

我们知道，有的时候，次级尖峰电流比较大，会在输出滤波电容上形成比较高的电压纹波，可能使我们的输出指标达不到设计要求。

那么这时候，我们可以在输出端增加一级LC滤波电路。

关于这个滤波电路有一些限制条件：

LC的转折频率不能太低，以免对反馈环路设计产生大的影响，通常我取转折频率在1/5的开关频率处。

另外，L的值不能太大，以免影响动态响应速度。

我对L的一个经验计算方法的思路是：

假如负载由空载突变到满载，输出产生一个ΔI=Iout的电流增幅，而输出电解电容因为无法立刻得到电流补充，产生了一个ΔV=2%×Vout的电压跌落，那么电感L在两端电压差的作用下，电流上升到输出电流的时间是10个开关周期，那么有：

Iout=（2%×Vout/L）×10×T

L=0.2×Vout/（Iout×fs）

有了L，就可以根据转折频率来计算出C的数值了。

但由于实际的电解电容有ESR和ESL，而这么计算出来的C，是理想电容的情况。

为了保证LC滤波的效果，可以把计算出来的C加大一倍，同时把L的数值减小一倍。

这个计算的前提是，前面整流二极管后的电容已经足够大的情形。

有的设计要降低成本，考虑到反正后面有LC滤波电容，所以就把整流二极管后面的电容减小。

那么整流二极管后面的电容上的纹波就比较大。

这时候，选择转折频率可以按照转折频率之后，每增加10倍频，对信号抑制能力为40dB的斜率来考虑转折频率。

同时，还是需要考虑LC滤波器对输出响应能力的影响。

谈谈我做反激式开关电源变压器的一些经验

反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在