通过上述反馈过程，闪烁计数器输出脉沖幅度便得以保持稳定。
图9.4一种稳谱电路原理框图
9.3电源电路
9.3.1高压电源
图9.5单管间歇振荡器
X射线探测器的工作电压一般为n·102~n·103V，需要特殊的高压电源。
高压电源主要包括变流、变压和整流滤波三个部分。
一、振荡变换电路
（1）自激式间歇振荡器高压变换电路
图9.5是一个单管间歇振荡器。
图中Lb、Lc、Lg都是绕在同一个磁心上的三个线圈；Lc为集电极线圈，也叫主振线圈；Lb为基极线圈，也叫反馈线圈。
线圈上的“·”号表示各线圈感应电压的正端，线圈与磁心绕好后，统称为脉冲变压器，它与BG、R、C等组成自激式间歇振荡器。
当电源接通后，晶体管基极电流的微小变化将通过管子的放大作用使Ic发生变化，再通过变压器的正反馈作用又将引起Ib的进一步变动。
正是这种正反馈作用，使得晶体管的作用类似一个开关，不断地接通（管子饱和导通）和断开（管子截止）。
晶体管导通及截止的时间由电阻R、电容C、变压器特性、电源电压等参数决定，从而把一个直流电压变换为一个交流脉冲电压。
图9.6双管间歇振荡器
这种电路在晶体管导通时把能量用磁能的方式存于变压器之中，在晶体管截止时又将能量释放出来，由磁能转为电能。
如此交替变换，在Lc上产生一个很大的反电动势，在线圈匝数较多的次级线圈Lg上也感应出更高的脉冲电压。
经过整流、倍压、滤波以及稳压，便可供给探测器的高压使用。
有的电路中，在晶体管集电极与发射极之间接一电容C1，这是一种保护电路。
因为当负载开路时，Lc的磁能无法泄放，这时产生的高反向电动势如在集电极上，有可能击穿晶体管。
当C1接入后，形成通路，可将产生的“过电压”吸收掉。
单管间歇振荡器间作高压变换电路，用的管子少，体积小，输出高压稳定性差，转换效率也低（约30％~60％）。
如果采用双管间歇振荡器作高压（图9.6），虽然增加一只晶体管，但可以输出较理想的矩形波电压，工作性能稳定，转换效率也高（约40％~80％）。
（2）它激式振荡器
图9.7是一个它激式振荡器变换电路，BG1、BG2、BG3、BG4组成一个互补电流放大器，由两级互补放大器串接而成。
在外接交变的驱动信号激励下，变压器的初级线圈将产生交变的电压，从而在次级线圈感应出交变的电压．再经过倍压、整流、滤波，便构成一个高压电源。
图9.7它激式振荡器
它激式振荡器具有下列特点：
a．驱动信号的电压波形和频率可以很稳定；受高压负载变化的影响很小；
b．改变电源电压的大小，可调节输出高压的大小；
c．该电路转换效率很高（60％~80％）；
d．外界温度变化对互补式晶体管特性影响很小，故温度性能好，输出高压稳定。
二、滤波整流和倍压整流电路
从次级线圈Lg两端输出的电压是交流的高压，不能直接用作探测器的高压，需要进行整流、滤波。
常用高压整流电路有三种：
（1）半波整流
图9.8是一个半波整流电路，输入一个交流的电压，经二极管D整流，下半周通过，电容C上被充电。
当交流电压的负半周到来时，被二极管D截掉，这时电容C放电。
等到第二周期到来时，电容C再次充电，然后又放电，结果在负载R1上便得到一个比较平滑的直流电压Vf。
（2）全波整流
半波整流结构简单，但它只利用了交流电压波形的一半，而且整流后的电压波动也较大、为了更好地把交流电压的正，负半周都利用起来，可以增加一只二极管，连成全波整流形式，如图9.9所示。
这种电路结构虽然复杂一些，但输出电压脉动的频率增加了一倍，电容C放电时间缩短，因此输出电压的波动比半波整流要小。
图9.8半波整流电路及输出电压波形
图9.9全波整流电路及输出电压波形
（3）倍压整流
图9.10是一个二倍压整流电路。
在交流电压的正半周中，二极管D1导通，Cl上充有电压E，极性如图中所示；负半周时，二极管D2导通，此时由于C1上已充有电压E，极性又正好相同，因此以2E电压值充向C2。
这就是二倍压整流的工作原理。
三倍压整流、四倍压整流的工作原理完全相同。
图9.11是一个常用四倍压整流电路，它正是两个二倍压整流电路的组合。
上述电路中，输入端可以是正弦波或者是矩形波，其整流原理完全一样，值得指出的是，使用上述电路时，要注意整流电路空载时的电压都要高于正常带有负载下的工作电压。
因此，在检查和测量高压时必须接上探头（或其它负载）。
三、高压电源几个主要指标要求
高压电源的主要指标有：
稳定度、输出电压调节范围、输出电流大小及纹滤电压等。
图9.10二倍压整流电路
图9.11四倍压整流电路
（1）稳定度
高压电源的稳定度主要包括瞬时稳定度和长期稳定度。
瞬时稳定度一般用变化输入端的电压土10％来测量输出端高压变化的百分数衡量；而长期稳定度是指高压一直连续工作8小时（或更长时间）的高压变化百分数。
核辐射测量仪器要求高压的瞬时稳定度和长期稳定度均好于0.1%。
在野外条件下，温度变化对输出高压有一定的影响，一般用温度系数指标衡量。
温度系数是指环境温度平均每变化1℃时输出高压变化的百分数。
有时也用环境温度在某一范围（－5℃~40℃）内输出高压总的变化的百分数，来表示高压电源温度稳定性。
一般要求高压电源温度系数应好于0.01％／℃。
稳定性是高压电源最主要的指标．为提高高压的稳定性，常采用以下一些办法：
a．使用非常稳定的低压电源作振荡器的工作电源；
b．挑选稳定度好于0.1％的高压稳压管（WY型）作高压的最后输出级；
c．利用输出高压的变化，取其一部分电压反馈控制低压直流电源。
当高压增高时，反馈作用使低压电源自动控制高压下降，等等。
（2）输出高压的调节范围
不同类型的探测器所需高压的范围不同：
闪烁探测器要求600V~1500V；正比计数器要求500V~2500V；半导体探测器要求几十~几千。
室内仪器要求高压连续可调，工作方便；野外仪器要求高压固定，对提高稳定性有好处。
（3）输出电流
高压电源输出电流越大，对探测器在工作状态下的高压稳定性越好，但野外仪器要求轻便省电，故输出电流不能做得太大。
一般用于闪烁探测器的高压电源的输出电流在50微安~200微安之内，而用于正比计数器的高压电源输出电流为20微安~50微安即可。
（4）纹波电压
高压电源的纹波电压会造成探测器输出信号幅度的误差，故对高压电源的纹波电压有较严格的要求。
对能谱仪，一般要求纹波电压小于30mV；对总量辐射仪，要求可放宽至100~200mV。
四、高压电源实例
图9.12是轻便型X射线荧光仪的实用高压电源。
图中BG1、BG2、BG3及D1~D4组成一个串联型低压稳压电源，BGl接成一个恒流元件，D3、D4是稳定性极好的稳压管，它们串接成稳压电源的主体。
BG2发射极输出的电压直接决定于D3与D4的串联电压数值。
二极管D1、D2是温度补偿元件。
当温度变化引起BG2、BG4的Vbe变化时，D1、D2正好可以补偿由温度引起的电压漂移。
图9.12轻便型核辐射测量仪的实用高压电源电路
图9.13高压稳压电源电路原理图
BG4及变压器Ti构成单管间歇振荡器高压电路，它将12V的直流稳压电源变换成较高的交流电压。
然后通过由C3~C6及D6~D9构成的四倍压整流电路，它将Ig上感应得到的交流高压进行整流并作四倍压直流输出。
为了进一步稳定输出高压，在高压输出端接有气体稳压管WY-302，稳定电压为920伏。
电路最后经R6、C7的Г型滤波器输出。
电路的输出高压的长期稳定性和瞬时稳定性都好于0.1％；温度系数（在－5℃~+40℃范围内）好于0.08％℃；纹波电压小于30mV；是一个较稳定、简单可靠的高压电源。
图9.13是另一个实用高压稳压电路。
T是间歇振荡器，振荡信号经变压器升压后，送至倍压电路进行倍压和整流虑波。
高压变化从取样电阻RV滑变端取出，接至运放G1的反相输入端，稳压管D2的输出电压经R7接至G1的同相输入端作为其基准电平。
在没有高压时，G1的反相输入端Ui=0，因此输出电压U0为正值，T的基极正偏，保障T初始起振产生高压，G1的自身负反馈网路是C12，仅有交流负反馈，因此直流放大系数是G1的开环放大系数，这对提高直流高压的稳定是很有利的。
C12也是G1的积分电容，高压任何变化都通过C12积分再对高压进行平缓调整，防止了高压激烈波动。
稳压过程如下：
设高压V0升高RV的取样端使Ui增加ΔU，因此G1的反相输入端电压为Ui+ΔU，输入电压为U0+（－k·ΔU），即（U0－k·ΔU），使T的基极正偏降低，振荡减弱，高压降低趋于稳定。
反之，设高压降低，则G1的输出为U0+（－k）·（－ΔU），即（U0+k·ΔU），使T的基极正偏加强，振荡增强，高压升高，维持高压稳定。
9.3.2低压电源
便携式核辐射测量仪器一般采用电池供电，为此通过DC—DC变换电路将电池电压变换成所需的直流电压，以便供给各功能电路使用。
一、自激振荡变流式直流电源变换器
图9.14交流式DC-DC变换电路
利用自激振荡器可以方便地制作低功率低压电源。
图9.14是一种实用的变流式DC—DC变换电路，自激振荡器的交流输出经Dl整流和LI、C5、C6组成的π型滤波后输出直流，运算放大器A2和D3组成了取样反馈网路，直流输出电压经R10限流D3稳压作为基准电压，接入运算放大器反相输入端。
放大器同相输入端输入由R12和R13、RW1将直流输出电压分压，得到了取样电压。
放大器将取样电压与基准电压比较放大后，控制Ib1。
整个电路稳压过程如下：
当U0升高时，Ui和
随之升高，使Ib1减小，振荡减弱，U0下降（趁于稳定）。
反之，当U0降低时，Ui和
随之降低，使Ib1增大，振荡加强，U0升高（趁于稳定）。
图9.14中只给出了一组低压输出的DC—DC变换电路，当需要多组低压同时输出时，只需在变压器上再增加适当的次级感应线圈和滤波整流电路即可。
二、它激式脉冲调宽型直流电源变换器
（1）工作原理及结构
它激式直流电源变换器是将产生开关激励信号的振荡器和开关变流器分开。
这样振荡器和开关变流器可以各自独立地设计，因而具有工作稳定、效率高和稳压范围宽等特点。
a．降压式直流电源变换器工作原理降压式直流电源变换由振荡器、开关管、续流二极管、储能电感、滤波电容及稳压电路构成（图9.15）。
振荡器自激振荡产生开关信号用以驱动开关管。
开关管和储能电感及负载串联，开关管控制直流输入回路的通断。
开关管导通时，电感两端电压为Ui—U0，续流二极管处与反偏截止状态，这时电池对负载直接供电，并对电感充电，电感中电流线性增加，电能储存在电感中；
开关管截止时，流过电感的电流减少，电感上电压的极性反向，续流二极管导通，电感中储存的电能通过续流二极管向负载释放。
从图中还可以看出，当流过电感的电流I1大于负载电流I0时，电池对电容充电；当流过电感的电流Il小于负载电流I0时，电容对负载放电。
在这种电路中当不考虑续流二极管的管压降时，其输出直流电压近似等于晶体管开关输出脉冲电压的平均值，具体的输出直流电压和输入电压的关系为：
式中，T为开关激励信号周期；
为激励脉冲宽度（开关导通时间）；
为电池电压；
为输出电压；
为续流二极管的管压降；
为激励脉冲的占空比。
图9.15降压式直流电源变换器电路原理图
由于激励脉冲的占空比永远小于1，所以这种电源变换器输出电压永远小于输入电池电压，这也是降压式直流电源变换器名称的由来。
降压式直流电源变换器的输出取决于开关脉冲的占空比，通过调节占空比就可调节输出电压。
所以如图9.15所示，为了稳定输出电压，在降压型直流电源变换器中一般都设计有脉冲调宽式稳压电路。
稳压电路由取样电路、基准电源、比较放大器及脉冲调宽振荡器几部分构成。
它通过由分压电阻组成的取样电路从输出直流电压中取样，取样电压和基准电压比较放大后再去控制脉冲调宽振荡器。
改变振荡器输出激励脉冲的宽度（占空比），就可补偿由负载或电池电压变化引起的输出直流电压的变化。
从而稳定输出直流电压。
b.升压式直流电源变换器工作原理升压式直流电源变换器同样由振荡器、开关管、储能电感、续流二极管、滤波及稳压电路构成（如图9.16所示）。
它和降压式电路的区别在于开关管和负载并联，二者中间用一只续流二极管隔开。
振荡器自激振荡产生开关激励信号用以驱动开关管。
开关管控制直流电路的通断。
开关管导通时，电感两端电压为
，此时续流二极管处于反偏载止状态，电池通过开关管对电感充电，电感中电流线性增加，电能储存在电感中；
开关管截止时，流过电感的电流减少，电感两端的电压反相，续流二极管导通，电感中储存的电能和电池中的电能迭加在一起通过续流二极管向负载释放，并对滤波电容充电。
在下一次晶体管导通时，续流二极管又处于反偏截止状态，这时一方面电池再通过开关管对电感充电，另一方面电容又对负载放电，保证了负载上电流的连续性；当滤波电容的容量足够大时，在负载上就可得到交流纹波小于规定值的直流电。
图9.16升压型直流电源变换器电路原理图
在升压式直流电源变换器中，电压的变换是利用电感充放电进行能量转换来完成的。
电感中的感应电压由电感释放能量而产生，再和电池电压迭加在一起经滤波变成所需要的直流电压。
所以控制感应电压的大小就控制了输出直流电压的大小。
利用感应电压的实质是利用磁场在开关管导通期间所储存的能量，所以当电感的参数、负载（包括分布电容）的大小等参数固定时，感应电压的幅度就取决于振荡器输出开关激励脉冲的宽度。
c.反相式直流电源变换器的工作原理及结构反相式直流电源变换器的工作原理及结构与升压型直流电源变换器类似，不同点在于将升压式直流电源变换器的开关管和储能电感的位置互相对换，并将续流二极管及滤波电容的极性反接，就得到了反相式直流电源变换器，如图9.17所示。
当振荡器自激输出脉冲激励开关管，开关管导通时，电感两端电压为
，这时续流二极管反偏截止，电池通过开关管对储能电感充电，电感中的电流线性增长，同时滤波电容把上一周期开关管截止期间所充电荷向负载释放以保证负载中直流电流的连续性；开关管截止时，流过电感的电流减小，电感两端的电压反相，续流二极管导通，储能电感对滤波电容和负载放电，这样在负载上就得到了与电池电压反极性的直流电压。
反相式直流电源变换器的输出电压可以大于也可以小于电池电压。
这是由于在反相式直流电源变换器中，仅仅由储能电感上的感应电压对负载及滤波电容供电。
②集成开关电源的实例使用集成开关电源一一MC34063可以方便地实现升压、降压和反向输出的DC—DC变换。
MCH063的电路结构参见图9.18。
图中，T1和T2（T2作为T1的推动级）为输出级，给电感L存贮电磁能；选通触发器用于控制Tl和T2的导通频次；双输入与门和非门组成操作触发器，使选通触发器的Q端输出脉冲信号；振荡器则向与门输送一定频率的脉冲；比较器将反馈回的取样电压与基准电源比较，确定是否打开与门；基准电压源产生1.25V稳定电压供给比较器的同相输入端；以为定时电容器，决定内部振荡器的振荡频率。
主要特性：
图9.17反相式直流电源变换器的原理电路
直流工作电压范围：
3V~40V；静态电流：
4mA（VCC=5V，C=1nf）；开关电流：
1.5A（max）；工作频率：
100Hz~100kHz；输出电压：
连续可调或固定，最高达到40V。
a．升压型DC—DC变换分析图9.18可知，电源电压接通时，振荡器起振输出端升到高电平之前，输出电压
，经R1、R2反馈到比较器反相输入端的电压
，比较器输出端为1，输至与门A端将与门开启，当振荡器输出端为高电平时，与门的B端也升为1，即A=B=C=1，因此选通触发器的S端为高电子（S=1）；与此同时，振荡的高电平经非门反相后选通触发器R端，使R端为零电平（R=o），使选通触发器置1（Q=1），因此Tl、T2导通，经过T1的电流向电感L存贮能量。
当振荡器振荡到输出为低电平时，同理使触发器的S=O，R=1，触发器置零（Q=0），T1、T2被关断，产生反向电势e0e与Vi方向相同，因此e与Vi串联（总电压高于Vi），经过二极管D向滤波电容C0充电，开始建立输出电压V0。
此后只要输出电压V0经过R1、R2反馈到比较器反相输入端的取样电压低于基准电压，与门保持开启，触发器的Q端总是依着振荡器的脉冲不断转换电平，L的反电势脉冲e不断向C0充电。
随V0的升高，取样电压Vf也跟随提高，当Vf升高到等于或大于基准电压时，比较器翻转输出端为零，与门关闭（输出为0），选通触发器S=0并保持；所以Q=0，关断T1和T2，这种状态要保持到Vf低于基准电压时，与门开启（输出为1），e向C0充电保持
。
此后，无论任何原因使
变化并影响到Vf时，比较器立即输出信号控制与门，确定是否开启T1、T2；始终使V0趋于稳定，V0的稳定度取决于比较器的灵敏度。
图9.18MC3463的内部结构和升压电路原理图
过流保护电阻RSC串在T1的集电极回路中，当流过T1集电极的电流Ic在RSC上产生的压降超过330mV时，峰值电流Ipk迫使振荡器停振，与门的A端为0，关断T1，实现过流保护功能。
b．降压型DC—DC变换图9.19是MC一34063降压输出的DC—DC变换电路；与升压电路的主要区别是取消偏置电阻R3（MC34063的1端和8端短路），当T1、T2导通时，D截止，经过Tl发射极的电流向L存贮能量（L中产生感应电势使V0维持V0稳定和过流保护原理与升压方式相同。
图9.19MC34063的降压电路原理图
c.负压型DC—DC变换图9.20是用MC34063取得负电压输出的DC—DC转换电路；与降压电路相似，主要区别是电路把时间电容接地端和电路接地端的第4脚都接人了负电压输出端，T1的输出通过电感L接地，同时通过二极管D与输出相接。
当T1、T2导通时，D截止，经过T1发射极的电流向L存贮能量；当T1、T2关闭时，L的反电势e使D导通，e通过由L、C0、D组成的回路向C0充电，由此实现负电压输出的DC—DC变换。
维持V0稳定和过流保护原理与升压方式相同。
该电路的特点是能得到调整率较好负压，但静态电流比升压方式增加了。
图9.20MC34063的负压变换电路原理图
d．低压电源几个主要指标要求
稳定度：
好于0.1％；输出电阻：
<10毫伏（峰一峰值）；温度系数：
<0.05%/℃。
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