逆变器主回路的参数设定.docx

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逆变器主回路的参数设定

2021年4月25号，开始进行逆变器主回路的参数设定。

鉴于前面已经做出了结果，此刻要做的工作确实是进一步进行参数的对照，最后得出参数的最优化，并能得出自己的结论。

争取在五一之前弄定，五一事后开始论文的编写。

第一从PWM信号开始，在PWM生成信号中，可调剂的只有上拉电阻和调制度。

调制度之前已经做过实验，那个地址再也不赘述。

上拉电阻阻值

放大图像如以下图所示，大体上无毛刺。

上拉电阻阻值改成1k，上拉电流为12mA,由于LM339的最大上拉电流不能超过，因此不能选用12V/=的电阻。

但为了比较，本实在验寻觅定性的原那么，我仍然做了那个实验。

下面是1k的波形。

图像放大后发觉大体上没有毛刺，成效超级好。

上拉电阻阻值改成10k，pwm波形如下

图像放大如以下图，毛刺比时稍多。

由以上几组数据，能够得出以下结论，上拉电阻越小，上拉电流越大，波形越好，可是LM339的上拉电流限制，因此电阻最小选用，最后选用经常使用阻值。

下面来讨论下驱动光耦的电压，PC816的CTR许诺范围是50%-200%。

If=50mA,操纵部份串联二极管，串联电阻为200R.三极管一侧，上拉电压是12v，当上拉电阻是200R时，电流由50mA增加到56mA，CTR为112.

输出电压图形如下，最小值为

当电阻改成100R时，以下图是输出电压波形，最小值为6V，最大为12V，那个转变很明显。

下面是电流If，绿色和集电极电流Ic红色，CTR为62/50=124。

此刻把输入电流If改成20mA,即把限流电阻由200R改成510R。

输出电压值如以下图所示，最小值是，最大值是12V。

两个电流如以下图所示。

别离是20mA和30mA，CTR是150

由以上关于光耦限流电阻和上拉电阻的研究，额定电流是50mA，要求输出的电压能在高低压之间切换，不至于一直处在高压状态，是后面的IGBT处在常开状态，因此选择限流电阻是200R，上拉电阻是200R，现在CTR是112%，符合要求。

用光耦的优势：

稳固、靠得住

缺点：

系统本钱高

下面计算一下IGBT的驱动电流。

我选用的是IRF840，由驱动功率计算公式：

P=fs×QG×ΔU备注：

P:

驱动器每通道输出功率；fs:

IGBT开关频率；QG:

IGBT门极电荷，可从规格书第一页查出，不同IGBT该数值不同；ΔU:

门极驱动电压摆幅，等于驱动正压+U和负压–U之间差值。

然后计算峰值驱动电流。

IGPEAK=ΔU/（RG（min）+RG（int））其中ΔU为驱动电压摆幅，RG（min）为客户所选用的门极电阻，包括发射极回路中的电阻，RG（int）为IGBT门极内阻，可从规格书查出，不同IGBT该数值不同。

如此计算一下IRF840的驱动功率P=20k×40n×40=.至于IGPEAK的计算，由于datasheet上面没有RG（min）+RG（int）的值，因此我无法计算，可是找到最大电流是32A，因此我以为选择这款问题不大。

足够用了。

事实上TLP250的驱动电流是2A多，IGBT的驱动电流是非线性的。

此刻发觉我开始0419的驱动电流只有40毫安，过小，事实上无法利用。

剩下的工作明天再干。

4月26号，今天要研究的事物是IGBT的驱动。

看来驱动不是那么简单。

密勒效应（Millereffect）是在电子学中，反相放大电路中，输入与输出之间的散布电容或寄生电容由于放大器的放大作用，其等效到输入端的电容值会扩大1+K倍，其中K是该级放大电路电压放大倍数。

尽管一样密勒效应指的是电容的放大，可是任何输入与其它高放大节之间的阻抗也能够通过密勒效应改变放大器的输入阻抗。

（2）降低密勒效应的方法：

能够采纳平稳法（或中和法）等技术来适本地减弱的阻碍。

平稳法即是在输出端与输入端之间连接一个所谓中和电容，而且让该中和电容上的电压与密勒电容上的电压相位相反，使得通过中和电容的电流恰恰与通过密勒电容的电流方向相反，以达到彼此抵消的目的。

（3）密勒效应的不良阻碍：

密勒电容对器件的频率特性有直接的阻碍。

例如，关于BJT：

在共射（CE）组态中，集电结电容势垒电容正好是密勒电容，故CE组态的工作频率较低。

　　关于MOSFET：

在共源组态中，栅极与漏极之间的覆盖电容Cdg是密勒电容，Cdg正好跨接在输入端（栅极）与输出端（漏极）之间，故密勒效应使得等效输入电容增大，致使频率特性降低。

试了好多，出问题了，此刻发觉用的IRF840是个MOSFET,又找了个IGBT，此刻驱动电流也是有问题，升不上去，用个放大电路吧，开始用的Q2N3904和Q2N3906，放大电流不大，也不确信这是什么作用，然后用了共基极的两个Q2N3904，成效不睬想，临时放一段落。

去研究一下电容、电感的滤波作用。

那个是没有滤波的电压波形

利用8uH电感，3u的空载电压

利用800mH电感，3u电容的空载电压，那个实在是不敢恭维。

利用80mH电感，3u电容的空载电压

利用20mH电感，3u电容的空载电压

利用10mH电感，3u电容的空载电压

利用15mH电感，3u电容的空载电压

利用8mH电感，3u电容的空载电压，略微还有些不太滑腻。

整体对照来看，10mH仍是比较适合的一个数。

下面来确信一下那个电容值，固然那个是微调。

利用10mH电感，20u电容的空载电压，波形不是专门好看，像是被削了一个平顶似的。

电容大了些。

利用10mH电感，10u电容的空载电压，成效略微比20u的好些，上面没有那么大的平地了。

再试一下用个很小的电容有神马成效。

利用10mH电感，47n电容的空载电压，看来那个专门滑腻可是仿佛小的有些过了。

再大一些，看来电容小的话成效会更好些。

470n的电容，成效看起来不错，比较滑腻了。

用1u看成效，在过零点处还有些畸变。

看来电容仍是不足够小。

再实验下100n吧，看来成效不如470n，那么就选470n。

今天的工作就先做这些，剩下的时刻整理一些资料。

今天是4月27，下午又开始捣鼓驱动。

明明是一样的电路图，可是不同好大啊，到最后发觉竟然是因为设的精度不对。

那个是将电压精度设成mV时的PWM3的电压波形。

下面的那个波形是将电压精度设成V的PWM3的波形。

原先只是以为若是把精度设的低一些，能够计算的更快，大致看出波形，此刻发觉区别仍是蛮大的，而且那个mV级别比之前的uV级别精度还要低，怪不得之前测的PWM3的波形比此刻的要好看很多，没有那么多的毛刺和尖峰。

VVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVV

今天是4月28号，放假前的一天，今天要集中力量弄IGBT的驱动。

IGBT驱动电路具有两个功能：

一是实现操纵电路与被驱动IGBT栅极的电隔离，二是提供适合的栅极驱动脉冲。

IGBT是电压

型操纵器件，所需的驱动电流与驱动功率超级小，可直接与模拟或数字功能块相接丽无需任何附加接口电路。

IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来操纵的，当UGE大于开启电压UGE（t11）时IGBT导通。

当栅极和发射极『日J施加反向或不加信号时，IGBT被关断。

此刻明白什么缘故我的IGBT的驱动电流老是上不去了，因为现场用的IGBT是用TLP250驱动的，输出电流能够达到几安，可是我用的是TLP112,自身的输出电流只有几十毫安，因此不管我如何改，都不是一个数量级上的。

这也解决我另外一个疑惑，既然我的驱动电流那么小，什么缘故还取得了正确的结果。

IGBT的驱动只和电压有关，和驱动电流没有关系，这只是一个开关罢了，开关在意的是电压，而不是电流。

IGBT的驱动电路要求

IGBT与一般晶体三极管一样，可工作在线性放大区、饱和区和截J}：

区，在利用中要紧作为开关器件应用即工作在饱和区和截止区。

在驱动电路中要紧研究IGBT的饱和导通和截止两个状态，使其开通上升沿和关断下降沿都比较峻峭。

栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要阻碍，必需正确选择。

当正向驱动电压增大时，IGBT的导通电阻下降．使开通损耗减小；但假设正向驱动电压过大那么负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大，可能使lGBT显现擎住效应，致使门控失效，从而造成IGBT的损坏；假设正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域，使IGBT过热损坏：

使朋当选12V_

栅极负偏置电压可防J}：

由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通，一样负偏置电压选一5V为宜。

另外，IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值，使IGBT在J下常工作及过载情形下不致退出饱和导通区而损坏。

下面的那个图是我测的没有两个三极管放大，GT10G101的UGE的电压，而且和光耦的输出同步，和输出电压同步，与管子导通同步。

由图形可知，导通时刻长，关断时刻相对短，下面需要解决一下那个问题。

如何减小他的开通和关断时刻，提高效率。

此刻的开通时刻是10us,关断时刻是5us.

在IGBT中，用一个MOS门极区来操纵宽基区的高电压双极型晶体管的电流传输，这就产生了一种具有功率MOSFET的高输入阻抗与双极型器件优越通态特性相结合的超级诱人的器件，它具有操纵功率小、开关速度快和电流处置能力大、饱和压降低等性能。

在中小功率、低噪音和高性能的电源、逆变器、不中断电源（UPS）和交流电机调速系统的设计中，它是目前最为常见的一种器件。

IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。

被选择这些驱动电路时，必需基于以下的参数来进行：

器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情形。

图1为一典型的IGBT驱动电路原理示用意。

因为IGBT栅极发射极阻抗大，故可利用MOSFET驱动技术进行触发，只是由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。

2）串联栅极电阻（Rg）选择适当的栅极串联电阻对IGBT栅极驱动相当重要。

IGBT的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极电阻值将对IGBT的动态特性产生极大的阻碍。

数值较小的电阻使栅极电容的充放电较快，从而减小开关时刻和开关损耗。

因此，较小的栅极电阻增强了器件工作的耐固性（可幸免dv/dt带来的误导通），但与此同时，它只能经受较小的栅极噪声，并可能致使栅极-发射极电容和栅极驱动导线的寄生电感产生振荡。

利用TLP250时应在管脚8和5间连接一个μF的陶瓷电容来稳固高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引线长度不该超过1cm。

IGBT（InsulatedGateBipolarTransistor），绝缘栅双极型晶体管，是由BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优势。

GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。

IGBT综合了以上两种器件的优势，驱动功率小而饱和压降低。

超级适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域.

今天是5月7号，下面的时刻我研究一下升压电路各参数的阻碍。

C7为1u，C6改成470n

C6为100uF。

输出电压值，能够看出上升时刻长，而且稳态时刻长。

C6改成220n，和470n相较，不同不是专门大。

把C5改成100n以后的输出波形。

看来C5临时仍是不要动，下面我要做的是改动变压器的值，由于电感的比等于匝比的平方，因此只需要改动副边输出即可，此刻看来稳态电压在500V左右，原边电感别离是254uH，副边电感是822uH，此刻通过计算，原边电感不变，副边电感需要改成480uH.在仿真，发觉稳态电压在380V左右。

我只做了30ms,尽管输出电压大致稳固，可是由于观看时刻太短，我仍是不能确信，因此我把时刻加到1s，如此观看它是不是达到稳态。

由于没有效到反馈回路，因此输出电压会缓慢上升

2021年5月16号，今天做一下三种电路的比较，先做一下全桥逆变。

全桥逆变分为双极性和单极性，我已经用过的单极性，此刻用双极性进行调制。

SPWM生成电路改成

相对应的PWM2-4均改成0-12V。

以PWM1和PWM2为例，输出波形如下所示，由于比较器开通关断时刻的阻碍，因此在有些地址交壤处会有空白，这也直接致使了空白时刻内逆变电路中四个桥臂均不导通，输出电压值为0的情形。

下面是输出电压的波形。

在全桥电路中调剂电压能够调剂其SPWM占空比，也能够调剂两个PWM之间的相位差。

下面来研究一下半桥电路。

下面是半桥电路的电路图。

输出电压如以下图所示。

在那个地址，有必要说明一点，两个足够大的电容不是起分压作用，要紧用于缓冲无功能量。

下面来研究下推挽电路。

电路图如下

输出波形如下