硬开关全桥电路计算.docx

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硬开关全桥电路计算

3 电路原理

3.1.1 硬开关全桥变换电路工作原理

图1为硬开关全桥变换电路原理图,下面对此电路进工作过程行详细的分解；

图1 硬开关全桥变换电路原理图

其中，Q1，Q2，Q3，Q4为IGBT或MOS，其并联的二极管和电容为其反并二极管和输出结电容。

Ls-p， Ls-s分别为变压器原副边的漏感和引线电感。

Ip为变压器原边电流，IL为流过输出电感电流， IC为流过输出电容的电流， IO为输出电流。

图2为硬开关全桥变换电路的波形

图2 硬开关全桥变换电路的波形

工作过程1：

在t0-t1时间段内，Q1，Q4同时导通，导通时间为D*Ts，原边和副边电流的走向如红色曲线指示方向。

变压器原边绕组电压VAB为输入电压Vin；原边关断开关管Q2，Q3的反向电压VCE也为输入电压Vin。

副边整流二极管D5，D8导通，而D6，D7因为承受Vin/K的反向电压而截止。

K为变压器原副边的匝比。

 K=NP：

NS

输出电感Lout承受正向的电压Vin/K-VO，电感电流IL线性上升。

流过输出电容Cout的电流IC为IL的交流分量。

此时原边电流IP形状基本和IL相同（由于变压器励磁电感较大，励磁电流很小，所以忽略其影响），只是需要考虑变压器的变比K，一般计算时建议把IL的峰值除以K折算到原边进行计算。

工作过程2：

t1时刻，Q1，Q4关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电流对应的原边电流给Q1，Q4 的输出结电容充电（如原边红色箭头路径），使其尽快上升到Vin/2，此时变压器原边绕组电压为0，然后由于原边变压器的漏感和引线电感Ls-p 的电流也不能突变，所以通过Ls-p 继续给Q1，Q4 的结电容充电，使其达到Vin，此时由于Q2，Q3反并二极管的钳位导通（如原边黄色箭头路径）， Q1，Q4 的反向电压（ VCE）被钳位到输入电压Vin，此时变压器原边绕组电压为-Vin；然后Ls-p 和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在Vin/2。

变压器副边在t1时刻还是由D5，D8导通，但是当变压器原边绕组电压由 Vin下降到0V后，再到-Vin 变化过程中，D6，D7也开始导通续流，此时变压器绕组相当于短路，变压器励磁电流在副边循环，而且基本保持不变。

t1-t2时刻，由于Ls-p 的影响，原边电流IP也会有震荡尖峰，但在波形图中没有表示出来。

由以上分析可知，原边变压器的漏感和引线电感Ls-p对开关过程有较大影响，除了增加开关管的电压，电流应力尖峰，而且产生的高频震荡是EMC的重要干扰源，所以设计时需要注意减小其感量。

有如下措施可以考虑：

A、增加变压器的原副边耦合，减小变压器漏感；B、缩短变压器的引线，减小引线电感。

C、减小主开关管和变压器引线组成的高频电压，电流环路面积，降低辐射干扰能量。

工作过程3：

t2-t3时间段，持续时间为（1-2D）*Ts/2：

原边开关管都关断，其输出结电容电压维持Vin/2不变，变压器绕组电压为0V，相当于短路。

此时原边基本无电流流动。

副边D5，D6，D7，D8二极管都续流导通，变压器励磁电流也在副边循环，而且基本保持不变。

输出电感Lout承受-VO电压，电感电流IL持续下降；电流IC为IL的交流分量。

此时输出电流皆为输出Lout和输出电容Cout提供。

工作过程4：

t3时刻，原边开关管Q2，Q3导通， Q1，Q4 的输出结电容电压从Vin/2上升为Vin，变压器原边绕组电压VAB为-Vin，原边电流方向如红色箭头所示，和上一开关状态的电流方向相反。

t3时刻，由于变压器原边绕组电压VAB为-Vin ，所以变压副边绕组电压为-Vin /K，而且在t2-t3时间段内输出整流二极管D5，D6，D7，D8都续流导通，所以此时在变压器副边绕组电压-Vin /K的作用下，负载电流快速从D5，D8换流到D6，D7。

副边负载电流的流向如红色箭头所示；二极管D5向D7的换流路径如绿色+蓝色箭头路径所示；二极管D8向D6的换流路径如紫色+蓝色箭头路径所示。

蓝色箭头所示路径为两对二极管换流的共用的变压器绕组路径。

在二极管换流过程中由于变压器副边的漏感和引线电感Ls-s抵制其电流变化而产生的反向电压为V Ls-s =Ls-s*dI/dt，电压方向为左正右负，由于换流过程中电流变化斜率很大，而且二极管的反向恢复电流尖峰较大，导致V Ls-s 峰值比较高。

在t3-t4时间段内，由于二极管换流的影响，二极管D5，D8的反向截止电压峰值Vrrm=Vin /K+V Ls-s ，如VDE所示为D8的反向截止电压。

由于V Ls-s 电压尖峰很高，而且Ls-s和整流二极管的结电容在反向恢复过程中会产生高频震荡，其高频震荡一般情况下为本拓扑中重要的EMI高频搔扰源，所以二极管必须加吸收电路抑制反向电压尖峰；而且图示的换流高频电压，电流环路面积需要尽量减小。

整流二极管的反向电压尖峰和几个因素相关：

1、变压器副边的漏感和引线电感Ls-s；2、整流二极管的反向恢复特性（需注意一般二极管温度越高，反向恢复特性越差）；3、负载电流的大小；4、最高输入电压和变压器匝比。

由于输入电压越高，负载电流越大，整流二极管的反向电压尖峰越高，所以需要测量在高压输入情况下，输出最大负载和输出短路情况下的整流二极管的反向电压尖峰是否超标来判定器件可靠性。

在整流二极管的反向恢复过程中，在电感电流IL 和变压器原边电流Ip上会产生相应电流尖峰和震荡，在波形图中没有画出来。

由以上分析，得到如下设计注意事项：

1、需要尽量减小变压器副边的漏感和引线电感Ls-s，即在设计时加强变压器原副边耦合和缩短变压器副边引线长度。

2、所采用的整流二极管的额定电压一般要高于其反向平台电压“Vin /K”一倍以上，为漏感尖峰“V Ls-s ”留出足够裕量；并采用反向恢复特性较好的二极管，仔细比较其不同电流情况下，不同温度情况下的反向恢复特性参数。

3、合理设计二极管的吸收电路，保证整流二极管在任何情况下电压应力不会超出额定值，提高其可靠性。

4、尽量减小换流高频电压，电流环路面积，减小EMI骚扰能量。

工作过程5：

在t4-t5时间段内，Q2，Q3同时导通，导通时间为D*Ts，原边和副边电流的走向如红色曲线指示方向。

变压器原边绕组电压VAB为反向输入电压-Vin；原边关断开关管Q1，Q4的反向电压VCE为输入电压Vin。

副边整流二极管D6，D7导通，而D5，D8因为承受Vin/K的反向电压而截止。

K为变压器原副边的匝比。

 K=NP：

NS。

输出电感Lout承受正向的电压Vin/K-VO，电感电流IL线性上升。

流过输出电容Cout的电流IC为IL的交流分量。

此时原边电流IP形状基本和IL相同，原边电流方向和工作过程1的电流方向相反。

工作过程6：

t5时刻，Q2，Q3关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电流对应的原边电流给Q2，Q3 的输出结电容充电（如原边红色箭头路径），使其尽快上升到Vin/2，此时变压器原边绕组电压为0，然后由于原边变压器的漏感和引线电感Ls-p 的电流也不能突变，所以通过Ls-p 继续给Q2，Q3 的结电容充电，使其达到Vin，此时由于Q1，Q4反并二极管的钳位导通（如原边黄色箭头路径）， Q2，Q3 的反向电压（ VCE）被钳位到输入电压Vin， Q1，Q4 其反向电压此时为0V；然后Ls-p 和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在V

in/2。

变压器副边在t5时刻还是由D6，D7导通，但是当变压器原边绕组电压由 Vin下降到0V后，再到-Vin 变化过程中，D5，D8也开始导通续流，此时变压器绕组相当于短路，变压器励磁电流在副边循环，而且基本保持不变。

t5-t6时刻，由于Ls-p 的影响，原边电流IP也会有震荡尖峰，但在波形图中没有表示出来。

后续的工作过程为前述6个工作过程的循环，不再进一步阐述。

总结：

优点：

硬开关全桥变换器拓扑结构比较均衡，原边四个IGBT（2个IGBT模块）承担的电压应力，电流应力比较均衡，热应力比较分散，再考虑峰值电流控制有更高的可靠性，所以比较适合应用在大功率的DC/DC变换场合。

缺点：

硬开关全桥变换器由于原边IGBT和副边整流二极管皆为硬开关，开关损耗很大，从而开关频率受限；副边整流二极管的电压应力较高，需采用吸收电路来抑制其电压尖峰。

4 功率电路元器件选型

4.1 变压器选型

在硬开关全桥变换器中，变压器设计是非常重要的一环，要关注以下几个方面：

1、变压器就近原副边的主功率器件放置，减小引线电感和环路面积。

2、在设计绕制工艺时注意增加原副边绕组的耦合度，减小变压器漏感；以及原副边绕组由于临近效应，趋肤效应造成的损耗。

一般的解决办法有原副边叠层绕制（三明治绕法）和平面绕组设计方法。

3、注意由于绝缘耐压要求需要保留的爬电距离。

4、注意针对其散热情况设计散热结构。

变压器设计计算

1、计算匝比：

需要注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死区时间，如在开关频率为20kHz情况下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考虑硬开关全桥变换器的变换效率为90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim10%以上，保证在任何输入电压情况下都能稳压输出，所以计算匝比的时候需要特别注意。

2、计算变压器磁芯面积积，有两点需要注意：

a、需要用峰值输出功率来进行校核，如最大过载工况。

b、输出全波整流和输出全桥整流的变压器面积积公式不一样。

输出为全桥整流电路的变压器面积积公式为：

输出为全桥整流的变压器面积积公式推导过程：

3、选择磁芯：

变压器一般采用铁氧体磁芯，其材质标号采用TDK公司的标号为 PC40/PC44 等同材质。

如采用EE160/83/40磁芯，其参数如下：

3.1、磁芯各参数解析：

3.2、磁芯付数选择：

计算需要磁芯的付数

4原副边绕组匝数

副边匝数：

原边匝数：

5、校核最大占空比：

注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死区时间，如在开关频率为20kHz情况下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考虑硬开关全桥变换器的变换效率为90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim 10%以上，保证在任何输入电压情况下都能稳压输出。

6校核磁通密度

由于PC40型号铁氧体的饱和磁通密度（简称磁密）BS=0.39T，所以对于硬开关全桥变换器来说，其Bmax在留一定裕量的情况下不要超过0.2T，ΔB表征磁芯的铁损，一般不要超过0.3T。

7、计算原边绕组电感

此时的励磁电流为：

考虑变压器开气隙，此时的励磁电流为：

（L.p_a为预设的气隙值）

注意：

由于变压器只能传递交流（正弦波或方波）能量，所以在我们的应用中由于动态响应或器件误差等原因造成的占空比正负半周不对称而产生的直流电流分量会落在原边的励磁电感上，如果变压器磁芯不开气隙，原边励磁电感感量会很大，承受直流电流分量的能力很差，很容易饱和。

所以磁芯需要开气隙减小原边电感感量，增加其承受直流电流的能力，而且需进一步校核验证。

需要说明的是，磁芯开气隙也会有一系列负面影响：

1、原边励磁电流增加，导通损耗增加；

2、磁芯气隙处的漏磁通切割线包（特别是线包是采用铜皮绕制的情况），由于涡流效应的影响，使其损耗增加。

气隙越大，开关频率越高，线包离气隙越近，损耗增加越明显。

所以气隙在变压器满足抗直流偏置电流能力的情况下，要尽量小。

8、计算原边绕组线径

忽略原边励磁电流以及变压器损耗，在最低输入电压、额定输出电压条件下，原边电流有效值最大。

比如原边用f0.21*15*7*2绕线进行原边绕制，用两个绕组并联绕制。

核算原边电流