24v开关电源设计说明.docx

24v开关电源设计说明.docx

《24v开关电源设计说明.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《24v开关电源设计说明.docx（26页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

24v开关电源设计说明

摘要随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表与家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量与可靠性等方面提出了更高的要求。

开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。

电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。

开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务，信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。

本次设计采用典型的正激式开关电源结构设计形式，以（RCC）作为控制核心器件，运用脉宽调制的基本原理，并采用辅助电源供电方式为其供电，有利于增大主电源的输出功率。

采用场效应管作为开关器件，其导通和截止速度很快，导通损耗小，这就为开关电源的高效性提供保障。

同时，电路中辅以过压过流保护电路，为系统的安全工作提供保障，本电路注意改善负载调整率,降低了电磁串扰，达到绿色环保的目的。

输出电压可调，使其可适用于不同场合。

关键词高频变压器；场效应管；正激式变换器；脉宽调制

Abstract

Withthewideapplicationofswitchingpowersupplyinthecomputer,communications,aerospace,instrumentationandelectricalappliancesandsoon,thegrowingdemandforitspeople,andhasputforwardhigherrequirementsforpowerefficiency,volume,weightandreliability.Switchingpowersupplywithitshighefficiency,smallsize,lightweightandotheradvantagesinmanyrespectsgraduallyreplacedthelinearpowersupply,lowefficiency,heavyandbulky.Thedevelopmentofpowerelectronictechnology,especiallytherapiddevelopmentofthehigh-powerIGBTdevicesandMOSFET,increasingtheworkingfrequencyoftheswitchingpowersupplytoaveryhighlevel,whichhashighstabilityandhighperformancecharacteristics.Oneofthemainpurposesofswitchingpowersupplytechnologyisservesfortheinformationindustries,thedevelopmentofinformationtechnologyonpowertechnologyandputforwardhigherrequirements,soastopromotethedevelopmentofswitchpowersupply.Thisdesignisexcitedbytheswitchingpowersupplydesignofthestructureoftypical,with（RCC）asthecorecontroldevice,usingthebasicprincipleofpulsewidthmodulation,andauxiliarypowersupplybywayofitspower,isconducivetotheoutputpowerincreaseofthemainpowersupply.FETusedasaswitchingdevice,theconductingandclosingfast,conductionlossissmall,whichguaranteethehighefficiencyswitchingpowersupply.Atthesametime,thecircuitwithover-voltageandover-currentprotectioncircuit,providingsecurityforthesafeoperationofsystem,theattentionofthecircuittoimproveloadregulation,reducingtheelectromagneticcrosstalk,toachievethepurposeofenvironmentalprotection.Theoutputvoltageisadjustable,sothatitcanbesuitablefordifferentoccasions

Keywords:

Highfrequencytransformer;MOSFET;forwardconverter;pulsewidthmodulation

电是工业的动力，是人类生活的源泉。

电源是生产电的装置，表示电源特性的参数有功率、电压、电流、频率等；在同一参数要求下，又有重量、体积、效率和可靠性等指标。

我们用的电，一般都需经过转换才能适合使用的需要，例如交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率变换为小功率等。

按照电子理论，所谓AC/DC就是交流转化为直流；AC/AC称为交流变交流，即为改变频率；DC/AC称为逆变；DC/DC为直流变交流后再变为直流。

为了达到转换的目的，电源变换的方法是多样的。

自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。

所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。

在转换时，以自动控制稳压输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（SwitchingPowerSupply）。

1.1开关电源的基本概念

开关电源是通过电路控制开关管进行高速的导通与截止。

利用开关功率器件并通过功率变换技术而制成的直流稳压电源。

它具有体积小、重量轻、效率高、对电网电压与频率的变化适应性强、输出电压稳定、有利于计算机信息保护等优点，因而广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源。

开关电源又被称为高效能节能电源，部电路工作在高频开关状态，转化为高频交流电的原因是高频交流在变压器变压电路中的效率要比50Hz高很多，自身消耗的能量很低，电源效率可达80%左右，比普通线性稳压电源提高一倍。

目前生产的无工频变压器式中，开关电源采用脉冲宽调制器PWM或脉冲频率调制器PFM

1.2开关电源的发展

随着大规模和超大规模集成电路的快速发展。

特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。

显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。

取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。

隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。

它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压,开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表与家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量与可靠性等方面提出了更高的要求。

开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。

电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。

在转换时，以自动控制稳压输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（SwitchingPowerSupply）。

自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。

所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。

在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。

这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。

随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。

而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。

目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。

近年来高反压MOS大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150-200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。

开关电源的性能价格比达到了很高的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。

当然开关电源能被工业所承受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。

在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。

到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。

随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20w以上，就要考虑使用开关电源了。

过去，开关电源在小功率围成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著，当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。

此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一。

2.1方案一、反激式变换器

反激式变换器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制围比较大，因此，在一般电器设备中应用广泛。

所谓反激式变换器开关电源，是指当变换器的初级线圈被直流电压激励时，变换器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变换器初级线圈的激励电压被关断后，才向负载提供功率输出，这种变换器开关电源称为反激式开关电源。

图2-1反激式变换器工作原理图

Ui是开关电源的输入电压，T是高频变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。

图2-1（b）是反激式变换器开关电源的电压输出波形。

为了减小开关三极管的承受电压，可以采用半桥式变换器，它是开关电源比较好的拓扑结构。

电容C1、C2与开关晶体管VT1、VT2组成变换器，如图2-2所示。

桥的对角线接高频变压器TR的初级绕组。

如果C1、C2容量、耐压均相等，在某一只开关晶体管导通时，绕组上的电压只有电源电压Vin的一半。

在稳定的条件下，VT1导通，C1上的电压1/2Vin加在变压器的初级线圈上。

由于初级绕组和漏感的作用，电流继续流入初级绕组黑点标示端。

如果变压器初级绕组漏感储存的电能足够大，二极管VD6导通，钳位电压进一步变负。

在VD6导通的过程中，反激能量对C2进行充电。

连结点A的电压在阻尼电阻的作用下，以振荡形式最后回到中间值。

如果这时VT2的基极有触发脉冲，则VT2导通，初级绕组黑点标示端电压变负，Ip电流加上磁化电流流经初级绕组和VT2，然后重复前面的过程。

不同的是Ip变换了方向。

二极管VD5对三极管VT1的导通钳位，反激能量再对电容C1进行充电。

图2-2半桥式变换器工作原理图   该电源采用半桥式变换电路，如图6所示，其工作频率50kHz，在初级一侧的主要部分是Q4和Q5功率管与C34和C35电容器。

Q4和Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一幅值为U1/2的正负方波脉冲电压。

能量通过变压器传递到输出端，Q4和Q5采用IRFP460功率MOS管。

2.2.1功率变压器的设计

1）工作频率的设定

工作频率对电源的体积、重量与电路特性影响很大。

工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。

因此根据元器件与性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计，本例为fs=50kHz。

T=1/fs=1/50kHz=20μs

2）磁芯选用①选取磁芯材料和磁芯结构

   选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。

其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。

②确定工作磁感应强度Bm

     R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度Bs=0.47T，考虑到高温时Bs会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定Bm=1/3Bs=0.15T。

③计算并确定磁芯型号

   磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率Po存在一定的函数关系。

对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为SQ=

（1）

式中：

η——效率；

j——电流密度，一般取300～500A/cm2；

Kc——磁芯的填充系数，对于铁氧体Kc=1；

Ku——铜的填充系数，Ku与导线线径与绕制的工艺与绕组数量等有关，一般为0.1～0.5左右。

各参数的单位是：

Po—W，S—cm2，Q—cm2，Bm—T，fs—Hz，j—A/cm2。

取Po=640W，Ku=0.3,j=300A/cm2,η=0.8,Bm=0.15T,代入式

（1）得SQ===4.558cm4

由厂家手册知，EE55磁芯的S=3.54cm2,Q=3.1042cm2,则SQ=10.9cm4，EE55磁芯的SQ值大于计算值，选定该磁芯。

3）计算原副边绕组匝数

   按输入电压最低与输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知Umin=176V经整流滤波后直流输入电压Udmin=1.2×176=211.2V。

对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半,即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占定比Dmax=0.9，则tonmax=×T×Dmax=×20×0.9=9.0μs

   一种输出电压4～16V开关稳压电源的设计

Upmin×tonmax×104=105.6×9.0×10－6×104代入公式N1===8.9匝

   次级匝数计算时取输出电压最大值Uomax=16V。

次级电路采用全波整流，Us为次级绕组上的感应电压，Uo为输出电压，Uf为整流二极管压降，取1V。

Uz为滤波电感等线路压降，取0.3V，则Us===19.22VN2=×N1=×8.9=1.8匝，为了便于变压器绕制，次级绕组取为2匝，则初级绕组校正为：

N1=×N2=10匝

辅助电源的设计   辅助电源采用RCC变换器（RingingChokeConverter），见图3。

其输入电压为交流220V整流滤波电压，输出直流电压为12.5V，输出直流电流为0.5A。

电路中Q8和变压器初级绕组线圈N1与反馈绕组线圈N3构成自激振荡。

R72为启动电阻。

Q9、R77构成辅助电源初级过流保护。

D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76构成电压检测与稳压电路，控制Q8的基极电流的直流分量，从而保持输出电压恒定，变压器采用EE19、LP3材质构成。

初级180匝，反馈绕组5.5匝，次级11匝，初级电感量是2.6mH，磁芯中间留有间隙0.4mm。

2.3方案三、正激式变换器

正激式变换器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。

图2-3正激式变换器工作原理图

正激式变换器开关电源工作原理：

所谓正激式变换器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。

图2-3是正激式变换器开关电源的简单工作原理图，图2-3中Ui是开关电源的输入电压，T是高频变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。

需要特别注意的是高频变压器初、次级线圈的同名端。

如果把高频变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图2-3就不再是正激式变换器开关电源了。

3.1单相桥式整流电路

单相桥式整流电路可分为单相桥式全控整流电路和单相桥式半控整流电路，它们所连接的负载性质不同就会有不同的特点。

下面分析两种单相桥式整流电路在带电感性负载的工作情况。

单相桥式半控整流电路的优点是：

线路简单、调整方便。

弱点是：

输出电压脉动冲大，负载电流脉冲大电阻性负载时，且整流变压器二次绕组中存在直流分量,使铁心磁化，变压器不能充分利用。

而单相桥式全控整流电路具有输出电流脉动小，功率因数高，变压器二次电流为两个等大反向的半波，没有直流磁化问题，变压器利用率高的优点。

单相桥式全控整流电路其输出平均电压是半波整流电路2倍，在相同的负载下流过晶闸管的平均电流减小一半；且功率因数提高了一半。

单相桥式半波相控整流电路因其性能较差，实际中很少采用，在中小功率场合采用更多的是单相桥式全控整流电路。

根据以上的比较分析因此选择的方案为单相桥式全控整流电路，负载为阻感性负载在生产实践中，除了电阻性负载外，最常见的负载还有电感性负载，如电动机的励磁绕组，整流电路中串入的滤波电抗器等。

为了便于分析和计算，在电路图中将电阻和电感分开表示。

当整流电路带电感性负载时，整流工作的物理过程和电压、电流波形都与带电阻性负载时不同。

因为电感对电流的变化有阻碍作用，即电感元件中的电流不能突变，当电流变化时电感要产生感应电动势而阻碍其变化，所以，电路电流的变化总是滞后于电压的变化。

电路波形图中：

（b）电源电压；（c）触发脉冲；（d）输出电压；（e）输出电流；（f）晶闸管V1,V4上的电流；（g）晶闸管V-2,V-3上的电流；（h）变压器副边电流；（i）晶闸管V1,V4上的电压。

图3-1单相全控桥式整流电路电感性负载与其波形

3.1.2参数计算

负载电流连续时，整流电压平均值可按下式计算：

输出电流波形因电感很大，平波效果很好而呈一条水平线。

两组晶闸管轮流导电，一个周期中各导电180°，且与α无关，变压器二次绕组中电流i2的波形是对称的正、负方波。

负载电流的平均值Id和有效值I相等，其波形系数为1。

在这种情况下：

当α=0°时，Ud=0.9U2；

当α=90°时，Ud=0，其移相围为90°。

晶闸管承受的最大正、反向电压都是。

流过每个晶闸管的电流平均值和有效值分别为。

流过负载的脉动电压中包含有直流分量和交流分量，可将脉动电压做傅里叶分析。

此时谐波分量中的二次谐波幅度最大，最低次谐波的幅值与平均值的比值称为脉动系数S。

3.2功率变换电路

3.2.1MOS管工作原理

NMOS的特性是Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。

开机后，交流电通过整流滤波后一路通过变压器初级加到开关管Q2漏极（D极，另一路通过启动电阻R2、R3加到Q2栅极（G极），从而使开关管Q2导通.导通后,变压器T1原边产生上正下负（1正2负）的感应电动势。

由于互感，T1辅助绕组也产生相应的下正上负（3正4负）的感应电动势。

于是T1的3脚上的正脉冲电压通过C5、R5加到Q2的G极与S极之间，从而使Q2的漏极电流进一步增大，于是开关管Q2在正反馈雪崩过程的作用下迅速进入饱和状态。

二氧化硅来作为闸门极下的绝缘体。

这种晶体管称为金属氧化物半导体（MOS）晶体管，或金属氧化物半导体场效应管MOSFET。

因为MOS管更小更省电，所以他们已经在很多应用场合取代了双极型晶体管。

首先考察一个更简单的器件－MOS电容－能更好的理解MOS管。

这个器件有两个电极，一个是金属，另一个是衬底，他们之间由一薄层二氧化硅分隔开图3-1A。

金属极就是闸门，而半导体端就是栅极。

他们之间的绝缘氧化层称为闸门电压来说明。

图3-1A中的MOS电容的闸门电位是0V。

金属闸门和半导体栅极在差异的电介质（氧化层的上下）上产生了一个小电场。

图示的器件中，这个电场使金属电子少了，故闸门电介质。

图示中的器件有一个轻掺杂P型硅做成栅极。

这个MOS电容的电特性能通过把栅极接地，闸门接不同的极带正电），P型硅负电位（相对电子多了。

这个电场把硅中底层的电子吸引到表面来，它同时把空穴排斥出表面。

这个电场太弱了，所以载流子浓度的变化非常小，对器件整体的特性影响也非常小。

图3-1中是当MOS电容的闸门相对于栅极正偏置（PN结）时发生的情况。

穿过闸门电介质的电场加强了，有更多的电子从衬底被拉了上来。

同时，空穴被排斥出表面。

随着闸门电压的升高，会出现表面的电子比空穴多的情况。

由于过剩的电子，硅表层看上去就像N型硅。

掺杂极性的反转被称为"反型"，反转的硅层叫做沟渠（NPmos的命名就是根据这里来的）。

随着闸门电压的持续不断升高，越来越多的电子在表面积累，沟渠变成了强反转。

沟渠形成时的电压被称为阈值电压Vt。

当闸门和栅极之间的电压差小于阈值电压时，不会形成沟渠。

当电压差超过阈值电压时，沟渠就出现了。

（其实还有个亚阈值状态栅极电压,此时也有载流子，也有电子通道，不过很小一般忽略，此时耗尽层的负电荷占据主要，以映像栅上的电压）。

图3-1MOS电容（A）未偏置（VBG＝0V），（B）反转（VBG＝3V），（C）积累（VBG＝-3V）。

图3-1C中是当MOS电容的闸门相对于栅极是负电压时的情况（就好像给二极管的PN结加上正电压）。

电场反转，往表面吸引空穴排斥电子。

硅表层看上去更重的掺杂了，这个器件被认为是处于电荷积累状态了。

MOS电容的特性能被用来形成MOS管。

图3-1A是最终器件的截面图。

闸门，电介质和栅极保持原样。

在闸门的两边是两个额外的选择性掺杂的区域。

其中一个称为源极，另一个称为漏极。

假设源极和栅极都接地，漏极接正电压。

只要闸门对栅极的电压仍旧小于阈值电压，就不会形成沟渠。

漏极和栅极之间的PN结反向偏置，所以只有很小的电流从漏极流向栅极。

如果闸门电压超过了阈值电压，在闸门电介质下就出现了沟渠。

这个沟渠就像一薄层短接漏极和源极的N型硅。

由电子组成的电流从源极通过沟渠流到漏极。

总的来说，只有在闸门对源极电压V超过阈值电压Vt时，才会有漏极电流。

图3-2MOSFET晶体管的截面图NMOS（A）。

在图中，S＝源极，G=闸门,D=漏极。

虽然栅极图上也有，但没有说明。

MOS管的源极和漏极是可以对调的，他们都是在P型栅极中形成的N型区。

在多数情况下，这个两个区是一样的，即使两端对调也不会影响器件的性能。

这样的器件被认为是对称的。

在对称的MOS管中，对源极和漏极的标注有一点任意性。

定义上，载流子流出源极，流入漏极。

因此源极和漏极的身份就靠器件的偏置来决定了。

有时晶体管上的偏置电压是不定的，两个引线端就会互相对换角色。

这种情况下，电路设计师必须指定一个是漏极另一个则是源极。

源极和漏极不同掺杂不同几何形状的就是非对称MOS管。

制造非对称晶体管有很多理由，但所有的最终结果都是一样的。

一个引线端被优化作为漏极，另一个被优化作为源极。

如果漏极和源极对调，这个器件就不能正常工作了。

图3-2A中的晶体管有N型沟渠所有它称为N-沟渠MOS管，或NMOS。

如果这个晶体管的闸门相对于栅极正向偏置，电子就被吸引到表面，空穴就被排斥出表面。

硅的表面就积累，没有沟渠形成。

如果闸门相对于栅极反向偏置，空穴被吸引到表面，沟渠形成了。

由于NMOS管的