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内馈调速的晶闸管斩波控制

前言：

   变流控制是交流调速的关键，关系到调速效率、功率因数及其它技术性能，是近代交流调速研究开发的重点方向。

   移相触发是迄今为止晶闸管（及其它电力电子器件）的主要控制手段。

其优点是控制简单。

但是移相触发人为地产生大量感性无功功率，使系统的功率因数恶化，同时随控制角的增大，产生大量的谐波电压，加重了电机及电网的波形畸变。

   七十年代，曾伴随串级调速的发展，兴起了斩波控制，目的是克服移相控制存在的缺点。

实践表明，斩波控制确实有效地解决了移相控制的功率因数低、谐波畸变大等问题，被公认为取代移相控制的发展方向，但由于串级系统自身的问题，加之理论方面的原因，导致偏面地认为变转差率调速肯定不如变频调速，串级调速日趋萧条，斩波控制也被搁浅。

   电机调速功控理论的提出和新型内馈调速的问世，解决了认识、评价交流调速的理论问题，同时指出了变转差率调速新的发展方向，这时，控制方法和控制性能的选择就显得尤为重要。

斩波控制于是被重新提到研究、发展议程。

事实证明，斩波控制的内馈调速甚至串级调速不仅具有不亚于变频的技术性能，而且在经济性上明显优于后者，特别是在高电压、大中容量的交流调速应用上优势尤为明显。

   本文提出的晶闸管电流型斩波电路，较好地解决了辅助关断一直存在可靠差的性问题，使晶闸管斩波器的关断快速、简捷可靠。

关断电路采用自励式，不需要附加电源，不仅简化电路，更重要的是提高了斩波频率，减小了损耗。

1、斩波与移相的功控原理及对比

从功率控制调速原理角度看，变流装置的主要作用有二：

①控制异步机转子的附加电功率大小，以改变转子的总电磁功率，而产生调速；

②进行必要的频率转换，以使转子和反馈绕组两个频率不同的电源完成有功功率交换。

对于图1的内馈调速系统，变流装置的有源逆变器是完成上述任务的关键。

图1普通内馈调速系统

   有源逆变器（以下简称逆变器）以固定的工频频率触发，把阀端的直流功率转变为工频功率，完成了频率转换工作，余下便是如何控制附加电功率的大小了。

   控制从转子移出的附加电功率大小可以采取逆变器移相方法，从逆变器网端观察，其输出功率近似等于输出的转子移出功率，

即

P3=Pes

（1）

由此，可以通过对P3的控制达到控制Pes的目的。

由于

P3=m1U3I3COSΦ3

（2）

   式中，m1为相数，U3为反馈绕组相电压，这两个参数都在电机制造之后被确定，无法改变。

因此控制P3只有控制I3和COSΦ3两种办法，移相控制采用的是后者。

控制COSΦ3是通过对逆变角β的控制实现的，根据变流理论，

COSΦ3=μCOSβ（3）

当波形畸变系数μ近拟为常量（实际逆变电流波形变化很小）且很小时,

COSΦ3仅决定于COSβ，且有

COSΦ3≈COSβ（4）

这样就可以通过逆变角β的改变来控制COSΦ3和功率P3。

逆变器的移相功率控制的最大缺点是产生人为的感性无功功率。

其值为

Q3=m1U3I3sinβ（5）

   由于逆变器没有对视在功率进行控制，而只是改变其中的有功和无功的比例分配，因此在有功功率随COSβ变化的同时，必然产生与sinβ成正比的无功功率，鉴于换相的约束，β角通常是滞后的，故无功分量为电感性，这些感性无功不仅不起调速作用，反而使系统功率因数降低，无功损耗增大，严重影响系统运行。

   移相控制的另外缺点是可靠性差，众所周知，有源逆变对触发脉冲要求是严格的，任何触发失误都将导致逆变颠覆造成短路，不仅严重影响运行的可靠性，而且检修也困难（无法在故障状态进行分析、查找）。

   造成移相控制可靠性低的原因之一是触发脉冲的移动。

脉冲线路复杂而且要求具有快速响应性，脉冲线路抗干扰能力就降低。

因为抗干扰强的脉冲电路必然具有大时间常数的惯性环节，这和快速响应是矛盾的。

   原因之二是逆变器的容量较大，换相困难。

移相控制的全部受控功率都要经过逆变器，逆变器的容量相对就要增大，从而使换相矛盾突出，难度加大。

实际上晶闸管有源逆变器的可靠性关键就在换相上，一旦换相失败，逆变器永久性地颠覆了。

   串级调速和第一、二代的内馈调速，限于当时的技术水平，采用的都是移相触发控制，逆变器承担着频率变换和功率调节的双重任务，怎样改进都难免顾此失彼，多年的实践证明，从根本上解决问题只能另辟蹊径。

2、斩波控制的调速原理

   克服移相控制缺点从公式上看只有改控逆变电流I3，简单的方法是在直流回路实行斩波控制。

   图2所示的斩波控制原理电路是在逆变器NB两端并联一个斩波开关K。

图2斩波式逆变器原理及等效电路

   电路工作时，逆变器的逆变角恒处于最小βmin处不变，只负责频率变换。

功率调节则由斩波开关来完成。

   斩波开关对功率的控制作用是通过对电流平均值的控制实现的，斩波开关通常以恒频调宽方式工作，即工作频率一定，而开关导通时间可调。

这样，当斩波开关导通时，转子直流经K而成回路，电流不流过逆变器，逆变器输出功率P3=0，转子的电磁功率转化为机械功率。

   当开关K打开时，转子电流被迫流入逆变器，电流所产生的功率转化为反馈功率。

   根据电机调速的功控原理，电机转速决定于机械功率（或反馈功率）的大小，在电流连续条件下，斩波电流和反馈电流互补，因此，只要分析其中任意一个电流对功率的控制作用，就可以说明调速机理了。

   斩波控制的电机调速等效电路如图3所示。

图3斩波控制的内馈（串级）调速电机T形等效电路

   分析可知，电机转速正比于机械功率，而机械功率正比于斩波开关电流，因此，调速就成为单值改变斩波开关电流的问题了。

   为了简化分析，设负载转矩不变，转子直流电流为定值，即Id=C。

斩波开关工作时，斩波电流iM和逆变阀端电流iN波形如图4。

图4斩波与逆变电流波形

设斩波开关导通时间为t1，周期为T，则关断时间

t2=T-t1

斩波电流平均值

（6）

令dF=t1/T称为占空比

则IM=dF·Id（7）

相应的逆变直流电流值为：

IN=Id-IM

=（1-dF）·Id（8）

这样，只要控制斩波开关导通时间t1就改变了占空比，也就改变了电机的机械功率和转速。

从逆变器输出角度观察，P3功率与转速的关系为

（参见文献2）

P3受控于逆变器网端电流I3（COSβ不变）按变流理论

I3=0.816IN

=0.816（1-dF）Id（9）

可见改变占空比即可实现对反馈功率P3的控制，从而实现转速控制。

3、晶闸管斩波器

   采用全控的电力电子器件构成斩波开关是最为合理的，但限于这类器件的容量、电压及经济性，还暂时不能形成产品，在此条件下，晶闸管斩波器应运而生。

   晶闸管斩波器的核心问题在于关断，这是由于晶闸管本身没有自关断能力之故。

关断电路必须能使斩波晶闸管在关断时刻失去维持电流而可靠关断，这需要电容储能和外附电源控制。

典型的关断电路如图5。

图5常见的晶闸管斩波关断电路

   电路工作时，辅晶闸管KF1和斩波管ZK同时触发导通，附加电源为关断电容C充电，待C充电完成后，KF1的电流降至为零自然关断。

电容电压极性为左一右十，待关断时，触发辅晶闸管KF2，电容C立即经KF2，整流电源，电抗器放电，斩波管电流降为零而关断，电容C反向充电，极性为左十右一，直至完成后KF2失去维持电流而关断，于是完成一个斩波周期过程。

   实践表明，图5电路存在三个致命缺点，一是抗干扰能力差，一旦发生KF1和KF2误触发同时导通，造成附加电源短路，或是损坏辅晶闸管，或是损坏附加电源；二是必须有附加电源，使待关断电路复杂、损耗大、成本高；三是为了避免KF1、KF2同时导通，斩波频率受到限制不能太高，（实践中超过300Hz，可靠性明显降低）同时最小占空比也受到限制不能太小。

   为了解决关断电路存在的上述问题，经过反复研究，试验终于成功设计出图6的关断电路，并在YQT-2产品中收到极为良好效果。

图6桥式自动关断电路

   电路是由晶闸管KF1-4和关断电容C所构成。

KF1-4接成桥式电路，关断电容C接于桥的网端，而桥的阀端接在转子整流的平波电抗器输出端。

桥式晶闸管关断电路是这样工作的。

   在主斩波晶闸管KV导通之前，预先触发关断桥，两只桥臂的上、下两只晶闸管，例如KF1和KF4，电容C随即充电，极性右一左十。

充电电压受逆变电压的箝位限制，当电容电压UC升至逆变阀端电压Uβ即UC=Uβ时，电流换向不再充电，而流入逆变器。

充电结束，这样电容电压就基本稳定在Uβ不变。

   之后主斩波管ZK受触发导通，电容C储能待命，待到需要关断时（即t1时刻结束），立即触发另外一对辅晶闸管KF2、KF3，关断电容按图示路径放电，主斩波管电流降至为零而关断。

   C放电至UC=0后反向充电，直至UC=Uβ，极性右十左一，充电电流换向充电结束，为下一次关断做好准备。

桥式自励关断与图5相比具有以下优点：

①没有附加充电源，避免了因附加电源引起的一系列麻烦。

②关断桥每次触发都产生关断作用，没有“空程”，可使斩波频率提高一倍。

③最小占空比不受限制，实践中可以做到5%以下。

④可靠性高，既使桥臂直通也不会发生电源短路。

⑤线路简单，体积小。

叉相式斩波电路。

   大容量的斩波控制往往受器件电流限制则需要并联，同时提高斩波频率又受到器件开关损耗的限制，较好的解决办法是采取叉相技术。

从主电路上看，叉相控制的多只斩波管与并联无异，实际工作却有明显区别。

   叉相控制的特点是按同一占空比轮流导通各并联的晶闸管，每只斩波晶闸管的工作频率是总斩波频率的1/2（2只并联）。

这样，流过分支斩波管的平均电流为总电流的一半，一方面可以提高斩波频率，降低开关损耗，另一方面可以达到晶闸管并联增大电流容量却不需要均流的目的。

   在实际YQT-2型斩波式内馈调速产品中，电机容量超过300KW时，均采用两管叉相斩波，收到了较好的实效。

4、斩波电路的过压与缓冲

很多关于斩波式串级调速的文献提出的斩波电路多为图7所示。

图7无缓冲的斩波电路

   实际应用时发现存在严重的过电压问题，致使电路可靠性降低，甚至无法正常运行。

   斩波过电压产生的原因是斩波关断与逆变导通的换流不能瞬时完成。

   众所周知，对于电流源最忌开路，否则将产生严重的过电压，而线路中转子整流经平波电抗器输出恰好是电流源，显然要避免任何形式的开路，哪怕是很小的瞬时。

    当斩波器由导通到关断时，希望转子电流立即换流，转流入逆变器，实际电路却不能实现。

   斩波器导通时，显然逆变器输出电流为零，由于逆变交流回路存在电机（或逆变变压器）漏感以及线路分布电感，故电流不能突变，这样当斩波关断时，转子直流无法立即换流至逆变回路，而是需要一定的时间才能完成。

此时间内，斩波器和逆变器都开路，只有关断电路尚在导通，转子电流在平波电抗器感应电势的作用下，继续为关断电容充电，其电压为

（10）

   随换流时间加大而剧增，实际电路表明，UC的过充电压可高达2-3倍的逆变直流电压，斩波器两端也出现与UC等量的过电压。

   换流过电压严重威胁斩波、关断以及逆变电路的安全，经常发生关断晶闸管、斩波管击穿现象，而且这种电路的逆变电流严重不连续，有效值很高，谐波分量大，给逆变电路造成不良影响。

YQT-2产品设计时曾采用过这种电路，遇到了上述问题，因此提出并采取了DCL缓冲电路。

DCL缓冲电路参见图8

图8有DCL缓冲的斩波主电路

   电路由逆阻二极管、吸收电容C2、缓冲电抗L2组成。

其抑制过电压的原理如下：

   当斩波器关断时，转子电流在为关断电容C充电，当UC充至逆变电压值时，开始换流，转流入逆变回路。

吸收电容C2的接入使换流能够瞬时完成，实际选择时，C2>C，有效地避免了过电压。

更主要的是C2经L2连续地向逆变器放电，使电容C2两端电压恒定在逆变直流电压值Uβ，一方面保证了缓冲正常工作，另外也使逆变电流得以连续，从而减小了发热和谐波。

带有缓冲电路的斩波电路各部波形如图9所示。

图9各部波形

5、斩波控制的逆变器容量

   斩波器和逆变器并联，共同分担转子的电磁功率，这是斩波棗逆变控制的一大特点。

由于斩波器的加入，逆变器以及逆变电源的容量都得以减小，这在一定程度上弥补了斩波的经济性。

通过逆变器及其电源的是电转差功率，其值为

Pes=S·Pem（11）

忽转子铜耗，转子电磁功率为

Pem=PM+Pes

=PM+SPem（12）

故机械功率为

PM=（1-S）Pem（13）

或者Pem=PM/（1-S）（14）

以及Pes=S/（1-S）·PM（15）

对于风机泵类负载，机械功率与转速立方成正比，故有

PM=（n/n0）3Pe（16）

由于转速

n=n1（1-S）

因此

Pes=（n1/ne）3·S/（1-S）2Pe（17）

异步机额定条件下运行有

ne≈n1

所以Pes=S（1-S）2Pe（18）

该式为逆变器及其电源的有功功率表达式。

为求Pes之极大值，对式求导，并令dPes/ds=0

得S=1/3时，Pes有极大值

Pesm=4/27·Pe

S=1/3（19）

考虑到逆变角不可能为0°，及谐波影响，最大视在功率为

Smax=Pesm/μcosβmin（20）

通常βmin=25°，μ=0.95，因此

Smax=0.17Pe（21）

   可见斩波控制的逆变器及电源的最大容量，在风机、泵类等平方负载条件下，仅为调速电机额定容量的17%左右，这不仅降低了逆变器的成本，更主要的是逆变容量减小将使逆变可靠性得到明显改善。

对于恒转矩负载，机械功率与转速平方成正比，因此

PM=（n/ne）2Pe（22）

相应的电转差功率

Pes=S/（1-S）·（n/ne）2Pe

=（n1/ne）2·S（1-S）Pe（23）

同样求导确定Pes极大值可得

S=1/2时有极大值

Pesm=0.85Pe

S=0.5（24）

   可见，对于恒转矩负载，斩波控制的逆变器及逆变电源的最大容量为25%Pe，最大功率发生在转差率S=0.5的转速下。

6、斩波控制与可靠性

   对于内馈、串级类的转子控制调速，首先避免的是转子回路可能发生的开路，否则将造成过电压损坏转子绕组及其它器件。

移相触发的逆变器一旦发生故障，必须使逆变回路断开以切断短路电流，此时转子回路也就产生了开路，尽管可以采取有触点的开关动作保护，但速度较慢，瞬时开路在所难免。

在YQT-2型产品中，所有变流的其它故障如过电压、停电、逆变异常等都归结斩波动作保护，它不仅具有快速、简单、可靠等优点，而且不产生任何器件的损坏，使系统可靠性明显改善。

斩波器本身的可靠性是很高的，既使斩波器发生故障，也不会象逆变器故障那样造成器件损坏，斩波器的可能故障只有误导通和拒导通两种。

最坏结果是前者造成转速最高而后者则使转速最低，不会产生更严重后果。

7、结论

①斩波控制实质是数字化的变流控制，它对改善功率因数、减小谐波、提高可靠性都有明显作用，是变流技术的发展方向。

②采用斩波控制的内馈调速证实了斩波的优越性，使内馈调速技术性能趋于完善。

③晶闸管电流型自励关断电路是斩波器的核心，由该电路构成的晶闸管斩波器是目前大功率斩波的优选可行方案。

④本斩波技术可完全适用于移相触发的串级调速改造，可收到令人满意的技术效果，并使可靠性显著提高。

参考文献

1、感应电动机的双馈调速和串级调速秦晓平机械工业出版社

2、可控硅串级调速的原理及应用魏泽国冶金工业出版社

3、提高可控硅串级调速功率因数的综述徐莹中国电工学会论文集