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毕业设计初稿施展4

第一章绪论

1.1论文的研究背景

低噪声放大器是噪声系数很低的放大器。

一般用作各类无线电接收机的高频或中频前置放大器，以及高灵敏度电子探测设备的放大电路。

在放大微弱信号的场合，放大器自身的噪声对信号的干扰可能很严重，因此希望减小这种噪声，以提高输出的信噪比。

由放大器所引起的信噪比恶化程度通常用噪声系数F来表示。

理想放大器的噪声系数F＝1（0dB），其物理意义是输出信噪比等于输入信噪比[1]。

现代的低噪声放大器大多采用晶体管、场效应晶体管；微波低噪声放大器则采用变容二极管参量放大器，常温参放的噪声温度Te可低于几十度（绝对温度），致冷参量放大器可达20K以下，砷化镓场效应晶体管低噪声微波放大器的应用已日益广泛，其噪声系数可低于2dB。

放大器的噪声系数还与晶体管的工作状态以及信源内阻有关。

在工作频率和信源内阻均给定的情况下，噪声系数也和晶体管直流工作点有关。

为了兼顾低噪声和高增益的要求，常采用共发射极一共基极级联的低噪声放大电路

近几十年来，以移动通信应用为主的无线技术发展尤为迅速，包括无线局域网、全球定位系统、卫星通信、遥感测绘、射频识别系统等都已经取得巨大的进步和成功。

射频前端电路作为它们整个系统中不可缺少的重要组成部分，直接影响着整机系统的性能，低噪声放大器（LNA）则是必不可少的关键部件，它应用于移动通讯、光纤通讯、电子对抗等接收装置的前端，它的噪声、增益等特性对系统的整体性能影响较大，其性能的好坏对整个装置的使用都有相当大的影响，因此低噪声放大器的设计是通讯接收装置的关键。

低噪声放大器总是处于前端的位置。

整个接收系统的噪声取决于低噪声放大器的噪声。

与普通放大器相比，低噪声放大器一方面可以减小系统的杂波干扰，提高系统的灵敏度；另一方面放大系统的信号，保证系统工作的正常运行。

低噪声放大器的性能不仅制约了整个接收系统的性能，而且，对于整个接收系统技术水平的提高，也起了决定性的作用。

因此，研制合适的宽频带、高性能、更低噪声的放大器，研究出一套高效率的、精准的放大器设计方法已经成为射频微波系统设计中的关键环节[2]。

1.2低噪声放大器国内外发展现状

在过去的二十几年，低噪声技术有了长远的发展。

80年代早期，低噪声放大器的噪声性能已经相当出色了，然而其体积重量都比较大，功耗也比较大。

自1988年以来，微波半导体器件的性能得到了迅猛的发展，增益高，噪声低，频率高，输出功率大。

技术的进步，模型的完整使得PHEMT器件成为2GHz无线电系统的主力器件。

不断出现的新材料带来微波器件材料日新月异发展。

SiC和GaN的发明已经使得FET实现大高功率器件，N沟道MOSFET有望担纲60GHz器件。

低噪声放大器（LNA）已经广泛应用于很多不同的领域，如：

微波通信、GPS 接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、电视及各种高精度的微波测量系统中，是必不可少的重要电路。

自1988年以来，微波半导体器件的性能得到了迅猛的发展，增益高，噪声低，频率高，输出功率大。

技术的进步，模型的完整使得PHEMT器件成为2GHz无线电系统的主力器件。

不断出现的新材料带来微波器件材料日新月异发展。

SiC和GaN的发明已经使得FET实现大高功率器件，N沟道MOSFET有望担纲60GHz器件[3]。

低噪声微波放大器（LNA）已广泛应用于微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中，是必不可少的重要电路。

微波晶体管放大器还在向更高工作频率、低噪声、宽频带、集成化和标准化发展。

1.3论文的主要工作

本文将基于ADS仿真设计低噪声放大器，并优化电路结构，最终设计出符合各项指标基于ATF54143场效应管的低噪声放大器。

首先分析一般低噪声放大器的基本结构和各项基本指标，低噪声放大器的一般设计过程。

选择本文设计的低噪声放大器的晶体管，并初步设计低噪声放大器的匹配网络和偏置电路，稳定性的解决方法。

利用ADS软件仿真设计低噪声放大器，并完成电路图的设计。

1.4论文结构

第一章绪论，主要介绍了论文的背景，以及国内外研究发展现状，说明了本文的研究工作包含了哪些内容。

第二章低噪声放大器的原理分析，分别介绍了低噪声放大器的组成、工作原理主要技术指标以及仿真软件的介绍为低噪声放大器的设计与仿真做好前期基础。

第三章低噪声放大器的设计与仿真,首先介绍低噪声放大管的选择过程，详细的介绍了ADS低噪声放大器的设计与仿真过程，并对仿真结果进行分析对比。

第四章结论，对本论文的主要工作进行了总结，指出了论文中的创新与不足之处以及需要进一步完善的地方。

第二章低噪声放大器的原理分析

2.1低噪声放大器的基本结构

低噪声放大器由输入匹配网络、微波晶体管放大器和输出匹配网络组成。

低噪声放大器基本结构结构图，如图2-1所示。

图2-1低噪声放大器的基本结构

输入匹配网络和输出匹配网络作为放大器的匹配电路，用于实现放大器的最佳源匹配和共轭匹配。

一般采用电感，电容或微带线来完成匹配电路。

晶体管是放大器的核心器件，所有的外部电路都是为了实现晶体管的更好的发挥功能，实现放大器的低噪声，合适的增益和稳定性[4]。

2.2低噪声放大器的基本指标[5]

低噪声放大器的二端口网路的基本结构图，如图2-2所示。

图2-2二端口网络

2.2.1噪声系数

噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即：

（2-1）

对单级放大器而言，其噪声系数的计算为：

（2-2）

其中

为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的，

、Rn和Γs分别为获得

时的最佳源反射系数、晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。

对多级放大器而言，其噪声系数的计算为：

（2-3）

其中NFn为第n级放大器的噪声系数，Gn为第n级放大器的增益。

在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为：

（2-4）

其中Te为放大器的噪声温度，T0=2900K，NF为放大器的噪声系数。

（2-5）

2.2.2增益

放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率的比值：

（2-6）

从（2-3）的计算公式中可见，提高低噪声放大器的增益对降低整机的噪声系数非常有利，但低噪声放大器的增益过高会影响整个接收机的动态范围。

所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态范围等结合起来考虑。

2.2.3输入输出驻波比

低噪声放大器的输入输出驻波比表征了其输入输出回路的匹配情况，我们在设计低噪声放大器的匹配电路时，输入匹配网络一般为获得最小噪声而设计为接近最佳噪声匹配网络而不是最佳功率匹配网络，而输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计，所以，低噪声放大器的输入端总是存在某种失配。

这种失配在某些情况下会使系统不稳定，一般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对系统的影响，可用插损很小的隔离器等其他措施来解决。

输入输出驻波比计算公式：

（2-7）

2.2.4反射系数

放射系数是端口输入电压与输出电压的比值，表达公式为：

（2-8）

当

时，放大器的噪声系数最小，

，但此时从功率传输的角度来看，输入端是失配的，所以放大器的功率增益会降低，但有些时候为了获得最小噪声，适当的牺牲一些增益也低噪声放大器设计中经常采用的一种办法。

2.2.5放大器的动态范围（IIP3）

在低噪声放大器的设计中，应充分考虑整个接收机的动态范围，以免在接收机后级造成严重的非线性失真，一般应选择低噪声放大器的输入三阶交调点IIP3较高一点，至少比最大输入信号高30dB，以免大信号输入时产生非线性失真。

除以上各项外，低噪声放大器的工作频率、工作带宽及通带内的增益平坦度等指标也很重要，设计时要认真考虑。

2.3低噪声放大器设计的基本原则

2.3.1低噪声放大管的选择原则[6]

对微波电路中应用的低噪声放大管的主要要求是高增益和低噪声以及足够的动态范围，目前双极型低噪声管的工作频率可以达到几个千兆噪声系数为几个分贝，而砷化镓小信号的场效应管的工作频率更高，噪声系数可在1分贝以下。

我们在选取低噪声放大器管通常可以从以下几个方面进行考虑：

1）微波低噪声管的噪声系数足够小工作频段足够高，晶体管的fT一般要比工作频率高4倍以上，现在PHEMT场效应管的噪声系数在2GHz可在0.5dB左右，工作频率高端可达到6GHz。

2）微波低噪声管要有足够高的增益和高的动态范围,一般要求放大器工作增益大于10dB以上,当输入信号达到系统最大值时由放大器非线性引起的交调产物小于系统本底噪声，对于ZXPCS大基站项目由于最大输入信号小于-44dBm，考虑到放大器13dB左右增益，我们选取了ATF54143场效应管它的增益可达15dB，OIP3为30dBm左右。

2.3.2输入输出匹配电路的设计原则[7]

对于单级晶体管放大器的噪声系数，可以将表达式

（2-9）

化成一个圆的表达式，即等噪声系数圆。

圆上每一点代表一个能产生恒定噪声系数NF的源反射系数。

如要获得需要的噪声系数，只要在圆图上画出对应于这个噪声系数的圆，然后将源阻抗匹配到这个圆上的一个点就行了。

实际设计中由于要兼顾到放大器的增益，通常不取最小噪声系数。

在对放大器进行单项化设计时（假定S12＝0），转移功率增益GT可以由如下公式表示：

（2-10）

其中

，对于特定的晶体管

、

是确

定的，不同的源反射系数

和负载反射系数

，可以构成恒定增益圆，设计时只须将源和负载反射系数分别匹配到相应的圆上，便能得到相应的增益。

将恒定增益圆与等噪声系数圆结合起来设计，便能得到比较理想的结果。

另外设计中还要注意增益平坦设计主要是高端共轭匹配，低端校正，一般还需在多个中间频率上进行增益规定性校验，在高频应用时由于微波晶体管本身的增益一般随着频率的升高而降低，为了保证电路在低频率段的增益恒定和稳定性可以考虑在输入输出端采用高通匹配方式。

在以上的讨论中我们忽略了晶体管的反向传输系数，实际中微波场效应晶体管和双极性晶体管都存在内部反馈，微波管的

就表示内部反馈量，它是电压波的反向传输系数。

越大，内部反馈越强，反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏，甚至产生自激振荡。

微波管的代表电压波的正向传输系数，也就是放大倍数。

越大，则放大以后的功率越强。

在同样的

反馈系数

的情况下，

越大当然反馈的功率也越强，因此

也影响放大器的稳定性。

一个微波管的射频绝对稳定条件是：

（2-11）

，

K称为稳定性判别系数，K大于1是稳定状态，只有当式中的三个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。

实际设计时为了保证低噪声放大器稳定工作还要注意使放大器避开潜在不稳定区。

为改善微波管自身稳定性，有以下几种方式：

1）串接阻抗负反馈

在MESFET的源极和地之间串接一个阻抗元件，从而构成负反馈电路。

对于双极晶体管则是在发射极经反馈元件接地。

在实际的微波放大器电路中，电路尺寸很小，外接阻抗元件难以实现，因此反馈元件常用一段微带线来代替，它相当于电感性元件的负反馈。

2）用铁氧体隔离器

铁氧体隔离器应该加在天线与放大器之间，假定铁氧体隔离器的正向功率衰减微为

，反向功率衰减为

，且

1，

1。

则

。

为加隔离器前的反射系数，

为加隔离器后的反射系数。

用以改善稳定性的隔离器应该具有的特性是：

（1）频带必须很宽，要能够覆盖低噪声放大器不稳定频率范围；

（2）反向隔离度并不要求太高；

（3）正向衰减只需保证工作频带之内有较小衰减，以免影响整机噪声系数，而工作频带外，则没有要求。

（4）隔离器本身端口驻波比要小。

3）稳定衰减器

型阻性衰减器是一种简易可行的改善放大器稳定性的措施，通常接在低噪声放大器末级输出口，有时也可以加在低噪声放大器内的级间，由于衰减器是阻型衰减，不能加在输入口或前级的级间，以免影响噪声系数。

在不少情况下，放大器输出口潜在不稳定区较大，在输出端加型阻性衰减器，对改善稳定性相当有效。

2.4仿真软件简介

Agilent公司的ADS软件是一款功能强大的综合性电路仿真软件,它不仅能够仿真线性和非线性部件,而且还能够仿真模拟和数字系统。

与此同时,它还具有强大的部件模型库,极大的丰富了设计内涵。

简化了的电路和系统建模过程,形式多样的图形展示功能,为用户提供了快捷，舒适，友好的界面。

以下简要介绍ADS的各个不同仿真器及其功能：

（1）DCSimulation

直流仿真是所有仿真的基础,它可执行电路的拓扑检查以及直流工作点的分析。

（2）ACSimulation

交流仿真能获取小信号传输参数,如电压增益,电流增益,线性噪声电压,电流。

在设计无源电路和小信号有源电路如LNA时,此仿真器十分有用。

（3）S—ParameterSimulation

微波器件在小信号时,被认为工作在线性状态,是一个线性网络;在大信号工作时,被认为工作在非线性状态,是一个非线性网络。

因此,通常采用S参数分析线性网络,谐波平衡法分析非线性网络。

S参数是入射波和反射波建立的一组线性关系,在微波电路中通常用来分析和描述网络的输入特性。

S参数中的

和

反映了输入输出端的驻波特性,

反映了电路的幅频和相频特性以及群时延特性,

反映电路的隔离性能。

S—ParameterSimulation仿真时将电路视为一个四端口网络,在工作点上将电路线性化,执行线性小信号分析,通过其特定的算法,分析出各种参数值,因此,S一ParameterSimulation可以分析线性S—Parameter,线性噪声参数,传输阻抗以及传输导纳。

（4）HarmonicBalanceSimulation

谐波平衡仿真器与SPICE的TransientSimulation不同,其着眼于频域（FrequencyDomain）特征,擅长处理的是对非线性电路的分析"如果调制的周期性信息可以用简单的几个单载波及其谐波表示出来,或者说如果付氏级数展开式很简单的话,HarmonicBalanceSimulation是一个有效的分析工具。

一般网络（系统）是由线性子网络和非线性子网络组成。

线性子网络的特性可用频域代数方程来描述,而非线性子网络则建筑在时域的非线性方程上来描述。

平衡时,经傅里叶变换成时域的线性子网络端口电压和电流应满足非线性子网络端口的电压和电流。

同样,经傅里叶变换成频域的非线性子网络端口电压和电流应满足线性子网络端口的电压和电流。

因此,设定一个最大的谐波数,建立一个线性子网络端口电压（电流）和非线性子网络端口的电压（电流）的误差函数,通过迭代,实现稳态的线性子网络和非线性子网络的谐波平衡。

因此,采用谐波平衡仿真器仿真噪声系数,饱和电平,三阶交调,本振泄漏,镜象抑制,中频抑制,组合干扰等参数。

第三章低噪声放大器的设计与仿真

3.1设计目标

采用是高电子迁移率晶体管ATF54143芯片进行低噪声放大器设计，设计指标如下：

◢工作频率2.4~2.5GHz，ISM频段

◢噪声系数NF<0.7

◢增益Gain>15dB

◢VSWRin<1.5,VSWRout<1.5

3.2低噪声放大管的选择

低噪声放大器（LNA）是射频微波电路接收前端的主要部分，由于他位于接收机的最前端，要求他的噪声越小越好，但又要求有一定的增益，最小噪声和最大增益一般不能同时满足，获取最小噪声和最大功率是矛盾的，一般电路设计总是选择折中的方案来达到设计的要求，以牺牲一定的增益来获得最小噪声，而在射频微波通信电路中，需要处理微弱的射频微波信号，因此，讨论合适的低噪声放大器电路的设计具有非常实际的意义。

对微波电路中应用的低噪声放大管的主要要求是高增益和低噪声以及足够的动态范围，目前双极型低噪声管的工作频率可以达到几个千兆噪声系数为几个分贝，而砷化镓小信号的场效应管的工作频率更高，噪声系数可在1分贝以下。

我们在选取低噪声放大器管通常可以从以下几个方面进行考虑：

1）微波低噪声管的噪声系数足够小工作频段足够高，晶体管的fT一般要比工作频率高4倍以上，现在PHEMT场效应管的噪声系数在2GHz可在0.5dB左右，工作频率高端可达到6GHz。

2）微波低噪声管要有足够高的增益和高的动态范围,一般要求放大器工作增益大于10dB以上,当输入信号达到系统最大值时由放大器非线性引起的交调产物小于系统本底噪声，对于ZXPCS大基站项目由于最大输入信号小于-44dBm，考虑到放大器13dB左右增益，我们选取了ATF54143场效应管它的增益可达15dB，OIP3为30dBm左右。

安捷伦公司的ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），不需要负栅极电压，与耗尽型管相比较，可以简化排版而且减少零件数，该晶体管最显著的特点是低噪声，并具有高增益、高线性度等特性，他特别适用于工作频率范围在450MHz～6GHz之间的蜂窝／PCS／wCDMA基站、无线本地环路、固定无线接入和其他高性能应用中的第一阶和第二阶前段低噪声放大器电路中。

本设计采用安捷伦公司的ATF54143，ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），具有噪声低，增益高，线性范围大等特点，是做2GHz频率低噪声放大器的很好的选择。

3.3输入输出匹配电路电路设计

射频输入端匹配在低噪声放大器设计中通常都起着关键性的作用。

其不仅仅被用于获得低的噪声系数，同时它还可以用于获得更高的IIP3，更高的增益以及输入回波损耗。

另外，由于在某些收发信机系统中在低噪声放大器前面通常会有一个滤波器，差的低噪声放大器输入回波损耗会恶化滤波器的性能，从而影响整个系统的性能。

因此，输入端匹配的目的就是在保持较好的增益和IIP3的同时获取更好的回波损耗和噪声系数。

由于ATF54143管子在工作频带内的良好的低噪声系数性能，在NF<0.8dB条件下可以在设计输入匹配中选用共轭匹配，所以在本低噪声放大器中选用共轭匹配的输入网路。

输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计，故在次设计中我们采用输出共轭匹配网络。

3.4稳定性计算

稳定判别公式：

（3-1）

查看Datasheet计算出在f=2.017GHz附近时的K值，此时管子的S参数如下：

K=0.812，K<1，可知该管子在该频率附近不是绝对稳定的，由于AFT54143在工作频段内不是绝对稳定的，为了提高放大器的稳定性，可以在输出端并联一个100Ω的电阻。

为确保ATF54143在尽可能宽的频带内保持稳定，这里采取源极引入串联感性反馈的方法，电感采用一段很细的微带线来代替。

在源极串联电感后，可以增加晶体管双端口网络输入阻抗的实部，而虚部基本保持不变，使其逐渐与最佳噪声匹配的阻抗重合；另一方面，增加一个无源元件不会使晶体管的噪声性能恶化其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用。

在实际电路源端电感要做适量的调节。

放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。

当每个源端与微带相连时，沿着微带线的任何一点都可以连接到地端，要得到最低的电感值，只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连，并只有非常短的一段蚀刻。

放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0．05英寸（是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得），剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。

通常，过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。

为避免这种情况，在初始LNA的设计原型阶段，尽量准确地确定源端电感的量值，并且仿真中也要调节源端电感量的大小，找出最优值优化LNA性能。

3.5偏置电路

射频有源电路通常都需要提供直流供电网络，使射频有源器件能工作在特定的电压电流下，在晶体管放大电路中，偏置电路为晶体管提供合适的静态工作点，如果偏置电路设计不当，会影响电路的功率增益、噪声系数，甚至会导致放大电路的不稳定。

安捷伦公司的ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），不需要负栅极电压，与耗尽型管相比较，可以简化排版而且减少零件数，在此设计中栅极和漏极采用同一电源提供工作电压。

3.6ADS仿真设计

3.6.1直流分析DCTRacing

设计LNA的第一步是确定集体管的直流工作点，如图3-1所示。

图3-1直流偏置曲线

由上图可知，在2GHz时，当V=2v且I=20mA时，F接近最小值。

增益约为16dB，能满足设计要求，因此就把该点作为晶体管的直流工作点。

3.6.2偏置电路的设计

设置好偏置工作点后，得到电路如图3-2所示：

图3-2偏置电路原理图

从图中可以看到，R2和R4的电阻值不是常规标称值，它们仅仅是理论计算的结果。

后面会用相近的常规标称值电阻代替。

3.6.3稳定性分析

本文选择ATF-54143来进行设计，在进行设计之前需要对ATF-54143进行稳定性分析。

因为低噪声放大器能够正常工作必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性。

而ATF-54143的稳定性可由稳定系数因子K决定。

K：

K=stab_fact（S），函数返回Rollett稳定因子。

当K<1时电路不稳定，而K>1时电路绝对稳定。

因为要进行S参数设计的仿真，所以需要添加很多的控件。

其中，“Term”是端口，一般阻抗默认为50Ohm；另外，放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路，它实际上是一个无源低通电路，使直流信号能够传输到晶体管引脚，而晶体管的射频信号频率很高。

在此时，整个电路在低频端不稳定，并且低频段的增益还是比较高，实际电路中可能会引起自激振荡，解决此问题的办法就是添加负反馈，本文将在PHEMT的俩个源极加小电感作为负反馈，然后需要反复调节反馈电感，使其在整个工作频率范围内稳定。

当电路稳定后，我们需要把晶体管源极的俩个电感换成微带线的形式。

一方面是因为这俩个电感值太小，实际的电感很难做到；另一方面是因为从调节这俩个电感值就可以发现，这俩个电感值稍微改变，就会对整个电路的稳定性产生很大影响。

实际电路中如果用分立的实际电感，则分立器件本身和焊接等不确定寄生参数影响太大，所以这里用感性的微带线来代替。

通过给定电感值算出等效传输线的长度，公式如下：

式中，

是微带线的长度，单位为in；L是电感值，单位为nH。

是PCB上微带线的特征阻抗。

这就需要在原理图中插入PCB的相关参数信息，这里用FR4射频板。

3.6.4噪声系数圆和输入匹配

首先观察如图3-3所示频段上的噪声系数：

图3-3噪声系数

从上图可知，噪声系数最小点为0.354，接下来就要实现适当的输入匹配网络来实现最小的噪声系数。

接下来在数据显示窗口画噪声圆和增益圆，得到等增益圆和噪声系数圆如图3-4所示：

图3-4等增益圆和噪声系数圆

由该图可知，m4是LNA有最大增益时的输入端阻抗，此时可获得增益约为16.2dB；m5为LNA有最小噪声系数时的输入端阻抗，此时可获得最小噪声指数为0.49。

但是这两个点并不重合，即设计时必须在增益和噪声指数之间作一个权衡和综合考虑。

对于低噪声放大器，首先考虑的是噪声系数，所以这里优先考虑的是噪声，那么最优的输入端阻抗定为m5点的阻抗

*（0.551-j0.236）。

其中

定为50Ohm,那么输入端阻抗就为27.55-j*11.53Ohm。

ADS提供了许多的匹配工具，这里采用DASmithChartMatch进行匹配。

为了源全部输出，因此必须无反射，即加输入匹配网络后等效