ZVS移相全桥变换器设计.docx
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ZVS移相全桥变换器设计
电气工程学院
课程设计说明书
设计题目：
系别：
年级专业：
学生姓名：
指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书
课程名称：
电力电子与电源综合课程设计
基层教学单位：
电气工程及自动化系指导教师：
朱艳萍
学号
学生姓名
（专业）班级
设计题目
ZVS移相全桥变换器设计
设计技
术参数
输入电压：
DC450V输出电压：
DC24V
输出功率：
200W开关频率：
20kHz
效率：
设计
要求
1、主电路设计：
移相全桥变换器；主功率器件参数、输出滤波器参数、主电路连接导线截面积计算与选择；
2、高频变压器设计：
磁芯计算与选择、原副边匝数计算、漆包线截面积计算与选择。
3、控制电路设计：
电压闭环以实现稳压输出。
4、过电流保护设计
参
考
资
料
1、电力电子技术（第5版）王兆安主编机械工业出版社2009
2、脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术阮新波严仰光科学出版社
3、电力拖动自动控制系统陈伯时机械工业出版社
4、开关电源原理与设计张占松蔡宣三
周次
第一周
第二周
应完成
内容
完成全部方案设计：
周一、二：
查、阅相关参考资料
周二至周五：
方案设计、完善
周一、二：
完成设计说明书
周三、四：
绘制A1设计图纸
周五：
答辩考核
指导教
师签字
朱艳萍
基层教学单位主任签字
孙孝峰
说明：
1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。
2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。
电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
题目：
班级：
工作质量排名
姓名
组内分配工作内容
本人签名
1
2
3
4
摘要
第一，本文论述PWMDC/DC变换器的软开关技术，且依照移相操纵PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其大体工作原理进行论述，同时给出ZVS软开关的实现策略。
第二，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方式，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计和输出整流滤波电路的参数设计。
然后，论述移相操纵电路的形成，对移相操纵芯片进行选择，同时对移相操纵芯片UC3875进行详细的分析和设计。
对主功率管MOSFET的驱动电路进
最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部份设计的参数是不是合乎实际电路。
搭建移相操纵ZVSDC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。
实验结果说明，本文所设计的DC/DC变换器能专门好的实现软开关，提高效率，使输出电压取得稳固操纵，最后通过调整移相操纵电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有专门好的工程有效价值。
行分析和设计。
关键词开关电源;高频变压器;移相操纵;零电压开关;UC3875
第1章绪论
初期提出的软开关变换器是谐振变换器，准谐振变换器和多谐振变换器。
实现了开关管的零电压开关或零电流开关，减小了开关损耗，提高了变换器的变换效率，开关频率大大提高，减小了体积和重量。
可是这些变换器的器件应力大，循环能量大，而且要采纳频率调制，无益于优化设计滤波器。
为了保留谐振变换器的优势，实现开关管的软开关，同时采纳PWM操纵方式，实现恒定频率调剂，利于优化设计滤波器，90年代显现了零转换变换器。
所谓零转换变换器，确实是只是在开关管开关进程中变换器工作在谐振状态，实现开关管的零电压开关或零电流开关，其他时刻均工作在PWM操纵方式下。
这种变换器适应通信技术和电力系统的进展，对通信开关电源和电力操作电源
本课设所做的具体工作如下:
1.分析移相操纵PWM全桥变换器软开关技术的大体工作原理，并分析实现软开关的条件，和整流二极管的换流情形。
2.对移相操纵PWM全桥变换器的主电路拓扑结构进行电路设计，研究主电路中各参量的设计方式，包括:
输入整流桥、逆变桥、输出整流二极管的选型，输入滤波电路母线支撑电容的设计，高频变压器及谐振电感的设计，输出滤波电路中滤波电感及滤波电容的设计。
3.详细分析移相操纵芯片，对驱动电路进行设计与分析。
4.理论计算和仿真研究设计参数。
第2章PWMDC/DC全桥变换器软开关技术
PWMDC/DC全桥变换器
全桥变换器的大体工作原理
PWMDC/DC全桥变换器的大体电路结构及其波形如下图。
T1-T4是四支主功率管，D1-D4为主功率管的反并联二极管，TR是输出变压器，其原副边绕组匝数比K=N1/N2，VD1和VD2是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感和电容，RL是负载。
输入直流电源电压为Vin，输出直流电压为Vo。
所谓移相操纵方式确实是T1和T2连番导通，各导通180度电角度，T3和T4亦如此，可是T1（或T2）和T4（或T3）不同时导通，二者导通差a电角度，如图（b）所示。
其中T1和T2别离先于T4和T3关断，故称T1和T2组成的桥臂为超前桥臂，T3和T4组成的桥臂为滞后桥臂。
通过操纵T1-T4四只开关管，在AB两点取得一个幅值为Vin的交流方波电压，通太高频变压器的隔离和变压后，在变压器副边取得一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由VD1和VD2组成的输出整流桥，在CD两点取得幅值为Vin/K的直流方波电压。
Lf与和Cf组成的输出滤波器将那个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端取得一个平直的直流电压，其电压值为Vo=DVin/K，其中D是占空比，D=2*Ton/Ts，To是导通时刻，Ts是开关周期，由Vo的公式知，能够
通过调剂占空比来调剂输出电压Vo，又D=2*Ton/Ts=1-a/180，从而能够通过操纵移相角来调剂输出电压Vo.
PWMDC/DC全桥变换器的软开关实现
1.超前桥臂的软开关实现
在图中，T1和T4同时导通，vAB=Vin,变压器一次侧电流流过T1和T4。
在某一时刻先关断T1，原边电流从T1上转移到C1和C2支路上，给C1充电，同时C2被放电。
由于有C1和C2,T1是零电压关断。
在那个进程中，漏感Lrk和滤波电感与串联，而且Lf专门大，因此能够以为原边电流Ip近似不变，类似于一个恒流源。
如此C1的电压线性增大，同时C2的电压线性减小。
当C1的电压上升到Vin时，C2的电压下降到零，T2的反并联二极管D2自然导通，现在开通T2确实是零电压开通。
现在Vab=0,同理于T2关断的情形。
从上面的分析能够取得:
超前桥臂在关断时，输出滤波电感与漏感串联，原边电流是一个恒流源，因此超前桥臂只能实现零电压开关，不能实现零电流开关，而且超前桥臂容易实现零电压开关。
3.滞后桥臂的软开关
1）滞后桥臂的零电压开关
若是续流状态处于恒流模式，原边电流流过D2和T4。
当T4关断时，原边电流从T4上转移到C3和C4支路上，给C4充电，同时C3被放电。
由于有C3和C4,T4是零电压关断。
当C4的电压上升到Vin时，C3的电压下降到零，T4的反并联二极管D4自然导通，现在开通T4确实是零电压开通。
现在vAB=0。
同理于T3关断的情形。
在T4关断后，由于vab=-vc4,vAB，为负电压，使VD2导通，VD1与VD2换流，因此短接了变压器副边，变压器原边电压为零。
现在与C3和C4谐振的能量是由漏感Llk提供的。
由于Llk的电感量很小，若是Llk提供的能量不能使口和C3充放电终止就使得原边电流ip反向，那么C3上的电压就会开始增加，现在开通T3就不能实现零电压开通，而是硬开通。
从上面的分析能够取得:
（1）滞后桥臂实现ZVS的能量是漏感
的能量;
（2）漏感远远小于输出电感，因此滞后桥臂较超前桥臂实现ZVS更困难;（3）漏感能量与负载有关。
负载越大，能量越大;反之越小。
在负载较小时，漏感能量不足以使滞后桥臂实现零电压开关，必需采纳辅助电路来帮忙漏感实现滞后桥臂的零电压开关。
2）滞后桥臂的零电流开关
若是续流状态处于电流复位模式，那么当T4关断时，原边电流为零，T4是零电流关断。
当T3开通时，由于漏感的存在，原边的电流不能突然增加，而是以必然的斜率增加，因此能够以为T3是零电流开通。
同理于T3关断的情况。
从上面的分析能够取得:
（1）在电流复位模式下，滞后桥臂实现zcs;
（2）滞后桥臂开关管两头不能并联电容，不然在开关管开通时，其并联电容上的电压不能为零，其能量将全数消耗在开关管中，使开关管发烧，而且还会在开关管中产生专门大的电流尖峰，造成开关管的损坏;
（3）在续流状态时，原边电流回到零后，不能反向增加。
不然在开关管开通时，就会产生专门大的开通电流尖峰，容易损坏开关管，从而失去了零电流开通的条件。
PWMDC/DC全桥变换器实现ZVS
两个桥臂实现ZVS
1.实现ZVS的条件要实现开关管的零电压开通，必需有足够的能量用来:
1）抽走将要开通的开关管的外部附加电容上的电荷;
2）给同一桥臂关断的开关管的外部附加电容充电;3）考虑到变压器原边绕组电容，还要有一部份能量用来抽走变压器原边绕组寄生电容CTR上的电荷。
也确实是说，要实现开关管的零电压开通，必需知足下式
2.超前桥臂实现ZVS在超前桥臂开关进程中，输出滤波电感与是与谐振电感L;是串联的，现在用来实现零电压开关的能量是滤波电感与与谐振电感Lr中的能量。
另外参与谐振的还有变压器的励磁能量Wmag（相对很小，可忽略），因此要实现超前桥臂的ZVS，只要知足
3.滞后桥臂实现ZVS在滞后桥臂的开关进程中，变压器副边是短路的，现在整个变换器就被分为两部份，一部份是原边电流慢慢改变流通方向，其流通途径由全桥提供;另一部份是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有能量传递。
现在用来实现ZVS的能量只是谐振电感L，中的能量，若是不知足（2-22）式，那么就无法实现ZVS。
即
由于输出滤波电感与不参与滞后桥臂ZVS的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂实现ZVS就困宝贵多，因为输出谐振电感比输出滤波电感要小得多。
整流二极管的换流情形
在移相操纵ZVSPWMDC-DC全桥变换器中，输出整流电路一样有两种，一种是全桥整流方式，一种是全波整流方式。
当输出电压比较高，输出电流比较小时，一样采纳全桥整流方式。
当输出电压比较低，输出电流比较大时，为了减少整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一样采纳全波整流方式。
不管采纳何种整流方式，变压器在副边占空比丢失这段时刻里都工作在短路状态，下面分析一下在这一时刻段整流二极管的换流情形。
全波整流方式图给出了副边全波整流方式的电路图及其换流波形。
变压器副边各自电流的参考方向如下图，如此有
在t2时刻，负载电流流经VD1。
在（t2-t5）时段里，变压器原边电流减小，其副边绕组Ls1，的电流也减小，小于输出滤波电感电流，即is1
依照式（2-54）和（2-55），能够明白整流管的换流情形:
1）（t2，t4）时段，ip>0，流过VD1的电流大于流过VD2的电流，即
2）t4时刻，iP=0，两个整流管中流过的电流相等，均为负载电流的一半，
3）（t4,t5}时段，iP<0，流过VD1的电流小于流过VD2的电流，即
4）ts时刻，ip=-iLf/K,VD2中流过全数负载电流，VD1电流为零，即
现在VD1关断，VD2承担全数负载电流，从而完成整流管的换流进程。
本章小结
移相操纵全桥零电压PWM变换器应用普遍，适合大功率、低电压等场合。
该变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容作为谐振元件，使全桥PWM变换器的四个开关管均在ZVS条件下导通。
本章分析了移相操纵方式的DC/DC变换器的大体原理，且能够得出以下结论:
1）移相操纵零电压PWM变换器工作于零电压开关条件下，因此大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小变换器的体积和重量;
2）不管副边是全桥整流方式仍是全波整流方式，变压器原副边的电压电流是符合变压器的大体规律的;
3）超前桥臂比滞后桥臂容易实现ZVS;
4）由于谐振电感串联于主回路中，使得原边电流不能突变，因此副边存在占空比丢失的现象。
第3章PWMDC/DC变换器操纵回路设计的设计
移相操纵电路是高频开关电源的重要组成部份，在专门大程度上决定了开关电源的性能，其作用在于使全桥变换器的两个桥臂开关管的导通角错开一个角度，以取得不同的占空比从而调剂输出电压的高低。
借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电终止（即电压为零）的状态下完成零电压开通。
移相操纵电路原理
开关电源操纵系统的组成结构能够简化成如下图的形式。
关于稳固工作的逆变系统，其输出除受Vg的操纵外，还与Vin和负载的大小有关。
逆变系统输出受in的阻碍程度称为逆变系统的源效应，受负载转变的阻碍程度称为逆变系统的负载效应。
开关电源的操纵电路一样应具有以下功能:
（1）频率可在较宽范围内预调的固定频率振荡器;
（2）占空比可调剂的脉宽调制功能;
（3）死区时刻校准器;
（4）一路或两路具有必然驱动功率的输出图腾柱式电路;
（5）禁止、软启动和电流、电压爱惜功能等。
移相PWM操纵器是开关电源的核心部份，其大体原理图如下图。
1）基准源:
芯片内大部份电路由它供电，同时也兼做误差放大器的基准电压输入。
2）振荡器:
一样由恒流充电快速放电电路和电压比较器组成，振荡频率由外接RC元件所决定。
3）误差放大器:
将取样电压vout和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。
4）脉宽调制器:
其输入为误差放大器的输出，其输出分为两路，一路送给门电路，另一路送给振荡输入端。
5）分频器:
将振荡器的输入分频后输出，操纵门电路输出脉冲的频率。
6）门电路:
门电路输入别离受分频器和脉宽调制器的输出操纵，输出为PWM脉冲波。
本电源采纳了专用移相操纵芯片UC3879，它能专门好的实现移相操纵，且具有一个独立的过电流关断电路以实现故障的快速爱惜。
移相操纵芯片UC3875
操纵芯片引脚功能介绍
该操纵芯片要紧设计特点是：
（1）可实现0~100%占空比操纵；
（2）开关频率可达300kHz；
（3）两个半桥的输出驱动信号死区时刻可单独设置，最小的死区时刻可设置为0；
（4）输出驱动电路采纳图腾柱式输出，最大驱动电流为100mA；
（5）可实现电压模式操纵或电流模式操纵；
（6）具有逐周期电流限制功能；
（7）具有软启动操纵功能；
（8）内置10MHz带宽的误差放大器。
UC3875引脚功能简述如下：
PIN功能
1VREF基准电压10VCC电源电压
2E/AOUT误差放大器的输出11VIN芯片供电电源
3E/A－误差放大器的反相输入12PWRGND电源地
4E/A＋误差放大器的同相输入16FREQSET频率设置端
5C/S＋电流检测17CLOCK/SYNC时钟/同步
6SOFT－START软起动18SLOPE陡度
7,15DELAYSETA/B,C/D输出延迟操纵19RAMP斜波
14,13,9,8OUTA～OUTD输出A～D20GND信号地
操纵方案分析
移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器电压型操纵方框图如图。
（a）图中Vref、Vf、Ve别离为输出电压的给定值、反馈值和误差。
实际系统中，补偿网络Gv（s）的输入为反馈电压与给定电压的误差量，输出为实际电路的占空比（0
图（a）能够进一步等效为（b）图，输出信号Vo（s）经H（s）取得反馈信号Vf（s），反馈信号Vf（s）与给定值Vref（s）相减取得误差信号Ve（s），然后送入框图G（s）中，最后取得输出信号Vo（s）。
能够取得闭环传递函数的表达式：
操纵电路设计的目标是使开关变换器在各类工况下均能稳固工作，并达到要求的动态性能。
本设计是以输出电压作为反馈的电压模式操纵，采纳PI调剂，误差放大器由UC3875内部提供。
设计的重点确实是PI参数的确信。
经常使用的电压调剂器是PI调剂器和PID调剂器。
通常电压调剂器都采纳PI调剂器，参数简单，设计整定容易。
PI调剂器电路如图所示，Vref是电压给定信号，Vf是电压反馈信号，R1、R2和C1组成PI补偿网络，传递函数为：
依据图，加上PI环节后，电压环操纵系统方框图如图所示。
第4章仿真与参数设计
4、1参数设计
主电路参数设计
本变换器要紧的设计指标如下：
输入直流电压：
450V；
输出功率：
200w；
开关频率：
20kHz；
输出功率：
200W；
主电路设计参数：
滤波电容：
=
滤波电感：
C=
开关器件选择
当前应用最普遍的两种全控型功率开关管是IGBT和MOSFET。
与IGBT相较，IGBT是一种高耐压、低导通阻抗、慢速的开关管。
正因如此，MOSFET大量用于高频、低压、中小功率的场所;而IGBT更多用于低频、高压、大功率场所。
综合考虑两种器件的特点和本项目的实际要求，选择MOSFET作为主电路的功率开关管。
高频变压器的设计
高频变压器是移相全桥变换器的一个核心器件，因此它的设计和加工超级关键。
设
计变压器第一要选择磁心，第二依照功率和电压确信原副方匝比，然后依照工况选择缠
绕线，最后校核窗口面积及温升，确认设计的可行性。
1、磁芯的选择
本装置设计开关频率f=100kHz，变压器工作在高频，为减小损耗，能够选择铁氧体材料。
磁心几何尺寸的选择经常使用面积乘积（AP）法来选择
变压器次级电压：
其中：
VD为整流二极管导通压降，取为；
VLf为滤波电感压降，取为2V；
考虑到死区和占空比丢失的因素，取D＝
变压器次级绕组输出功率：
P2=200W
变压器功率计算：
其中，η为变压器效率，通常取为98﹪。
依照传输功率，查表《电子变压器手册》计算，选择EE42磁芯。
2、原副边匝数的计算
为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低本钱，高频变压器原副边变比n应尽可能的大一些。
计算出副边电压最小值Vs（min）为
式中Vo是输出电压，VD是输出整流二极管的通态压降，VLf是输出滤波电感上的直流压降。
故变压器的原副边变比n为
考虑到移相操纵方案的副边占空比丢失现象，咱们选择副边的最大占空比为，那么由式可计算出副边电压Vs（min）为
N=300/=15因此，选择变比n=15。
依照传输功率选择EE42磁芯。
开关频率为20kHz，最高工作磁密Bm=，如此副边匝数可由下式决定
其中，Ae为磁芯的有效导磁截面积。
查得，EE42B的有效截面积Ae=178mm2。
Ds（max）=，Vs（min）=。
依照上式计算出副边匝数为取Wsec=18，变压器变比为15，因此原边匝数为270匝。
3、、确信原边绕组导线线径和股数
在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一样要求导线线径小于两倍穿透深度。
穿透深度和频率有关，可按下式计算
式中，f为工作频率，单位为赫兹（Hz）。
本设计中，变压器的工作频率为20kHz，在此频率下的铜导线的穿透深度为Δ=，因此绕组应选线径小于的铜导线。
变压器原边电流最大值为
式中，Po（max）为变压器的最大输出功率，ηtr为变压器的效率，Vin（min）为输入直流电压的最小值。
那个地址取ηtr=，按式计算，Ip（max）=500/×200）=。
在输入电压最低时，取电流密度为J=5A/mm2[2]，那么原边导线总面积为Sp=5A/mm2=。
那个地址选用5股线径为的漆包线并绕，5股线总的导电面积为
需要5股线径为的线1根。
4、确信副边绕组导线线径和股数
变压器副边整流方式采纳全波整流电路，因此副边每组绕组的最大电流有效值。
取电流密度为J=mm2，那么副边导线总面积为Ss=mm2=。
那个地址选用9股线径为的漆包线并绕，9股导线的导电面积为
因此，需要4根9股并绕的漆包线。
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