完整word版匝间绝缘测试项目的释义及正确使用.docx
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完整word版匝间绝缘测试项目的释义及正确使用
正确使用电机检测中匝间绝缘测试项目
1 概 述
近年来，在国内电机生产和检测中，匝间绝缘测试项目越来越受到广泛重视。
在80年代和90年代初，各厂家和试验室所用匝间绝缘测试仪均用目测波形差异测试法，且匝间绝缘项目测试仅用于交流电机定子绕组的测试。
随着计算机应用的提高和普及，匝间绝缘测试方法也从目测发展为用计算机进行分析和判断。
脉冲冲击电路从闸流管发展到高压可控硅电路，电路稳定、可靠，不需预热，寿命长。
在90年代中期以后，国内匝间绝缘测试技术已发展到一个新水平。
2 匝间绝缘检测机理
匝间绝缘测试机理为用一个高压窄脉冲（根据现有标准脉冲上升沿为1.2μs、0.5μs两种）加于被测绕组两端，此脉冲能量在绕组与匹配电容之间产生一个并联自激振荡，由于绕组直流电阻的存在，此谐振为一衰减波并较快趋近于零，分析被测绕组振荡波形与标准绕组振荡波形之差异，即可判断被测绕组的优劣，判断其是否存在匝间短路或匝间绝缘不良问题。
传统的匝间绝缘判断方法是将标准绕组和被测绕组两振荡波加于双线示波器上，用肉眼观察两波形的幅值和频率的差异，并根据经验判断被测绕组是否合格，这种方法的根本缺点是判断主观随意性，没有量化指标考核，这种方法也经常引起制造者与检验人之间的分歧与矛盾。
随着计算机技术的发展与普及，匝间绝缘测试方法已大有改进，用一个高速A/D系统将绕组的脉冲电压冲击的衰减自激振荡波模拟信号进行数字化处理，然后由计算机对波形数据进行分析比较和计算，并由计算机对各参量的变化进行判断。
波形判断的参量，目前国内和国际上有很多形式，如利用被测绕组振荡波与X轴的面积和标准绕组振荡波与X轴的面积之差的百分数法、两个波的频率差的百分数法、用两个波面积差的百分数法、电晕放电法、电桥不平衡法等。
目前国内使用较普遍的是面积差百分数法和频率差百分数法。
正确选择各检测参数，才能保证检测准确性，现以目前国内某公司的定子综合测试台中匝间绝缘项目测试为例进一步阐述检测机理与方法。
匝间绝缘测试电路如图1：
图1 匝间绝缘测试电路
L和RL为绕组的电感和直流电阻，C为测试台匹配电容，R1和R2为取样分压电阻，R1＋R2较大，达10MΩ以上，对振荡回路不产生影响。
当a-b端加一个高压脉冲信号，则在回路内产生衰减自激振荡，其振荡频率：
此处振荡回路Q值
此处ω0必为实数即（1-CR2L/L）>0
则起振条件为：
当回路Q值很高（RL很小或ωL
RL）
1-1/Q2=1
则
典型的匝间冲击振荡波形如图2所示。
图2 匝间冲击振荡波形
回路等效阻抗 Z0＝L／RLC＝ρ2／RL
其中：
ρ—特性阻抗。
回路消耗功率
p0=U2/Z0+pFe=RLCU2/L+pFe=RLU2/ρ2+pFe
式中：
pFe—单位时间铁损。
自激振荡每一周期能量损耗：
ΔW0=p0T+pFeT=RLU2T/ρ2+pFeT
式中：
T—一个振荡周期时间。
从上式可知RL、L都会影响f和ΔW0的变化。
而L对f的影响较大，RL对ΔW0较大，亦即波形面积影响较明显。
某些场合铁损占主导作用，使振荡波很少甚至无法振荡。
由标准绕组建立一个标准波形，而若被测绕组存在匝间短路，被测绕组除由于圈数减少而引起L和RL变化外，更主要的由于短路圈内的感应电势将产生一个大的感生电流，造成绕组内能量损耗，波形衰减加快，其波形面积与标准绕组波形面积差ΔS加大则ΔS／S加大。
即测试仪上dS增加，从而判别其匝间短路的存在。
被测绕组短路匝数越多，能量损耗越大，dS亦越大，越能判别其短路状态。
一般电机短路一匝，其dS达到8以上。
若被测绕组仅一匝间短路，造成的L和RL变化很小，因此频率变化不明显。
同一品种电机，由于硅钢板牌号变更，或由于叠片松紧差异较大，或绕组浸漆前后，扎线与整形前后，绕组在定子铁芯槽内排列不一致都会引起L的不一致，从而使振荡波形的S和f产生差异。
从这里我们知道在做产品匝间绝缘试验时被测产品的状态和标准产品的状态一定要一致，避免引起不必要的误差。
3 正确选择各检测参数
该定子综合测试台匝间绝缘测试项目中用户需选择四个参数，参数选择的正确与否，对产品质量，对企业经济效益将会产生不小的影响。
3.1 峰值电压
测试台峰值电压范围在500～3000V之间，由数字式电压表显示。
峰值电压选择的依据为电机绕组由漆包线的漆膜绝缘性能，电机浸漆绝缘性能和制造工艺、操作水平决定。
一般E级或B级绝缘的电机可选用1000～1500V，稍高的不超过1800V，如空调电机、洗衣机电机或一般三相电机。
F级或H级绝缘的电机可选用1800～2500V，选用复合漆包线的电机也有选3000V峰值电压的，例如空调压缩机电机等。
对于直流电机电枢的匝间测试，目前没有统一的标准，按惯例低压直流电机电枢匝间测试可选脉冲峰值300～500V，高压直流电机可选1000～1800V。
绕组总圈数多的，峰值电压可选高一些，总匝数少的，可选峰值电压低一些。
峰值电压由峰值保持电路和数显表指示实际值。
因此只有在峰值脉冲发生那一瞬间才有显示，显示时间很短，操作者要注意观察。
指针表指示的为高压端交流电压值，但已折算到脉冲峰值，在特定负载下与数显表指示一致，可以作为调整峰值电压时参考用。
3.2 阀值dS
即被测电机绕组振荡波形与标准电机振荡波形面积差的百分数，dS=ΔS/S×100％，其阀值大小由被测绕组和标准绕组的电阻差异、电感量差异和匝间短路等诸多因素决定。
由前面公式知道，谐振回路的等效阻抗Z0=ρ2／RL而ρ2＝L／C，因此，RL和L的变化都影响损耗p0的大小，使ΔS、dS加大。
由公式还可知，p0与RL成正比而与L成反比，但这里dS取绝对值，与ΔS的正负无关。
从公式还可知损耗还与峰值U2成正比，要求测试电源稳定，否则电源波动对dS影响较大。
从前面检测原理可知，影响dS的最大因素还是匝间短路的发生，匝间短路使能量损耗迅速加大，波形衰减加快，dS增大。
我们做过一次试验，用某电机绕组先在测试台上建立标准波形。
然后用相同导线在相应槽内造成短路一圈，其dS=8%～10%。
dS的大小视电机绕组总匝数和导线粗细不同而不同，大功率电机dS大，小电机dS小。
而绕组电阻RL对dS的变化如下表：
电阻变化
5%
10%
16%
25%
28%
33%
85%
170%
dS（%）
1.0
2.8
4.5
7.3
10.6
11.6
16.7
31.2
这里要说明，以上试验数据只对特定电机有效，因此数据只能说明参数变化规律，并不能代表每种电机参数变化的绝对值。
3.3 阀值df
被测绕组自激振荡频率与标准绕组自激振荡频率差df=Δf/f0×100%，影响df的主要因素是L，当Q值较小时RL变化才会影响频率变化。
影响L的因素有绕组总匝数、匝数分布、绕组的松紧、整形形状、铁芯材料变化、浸漆前后等等。
匝间短路数较小时，Δf变化不明显，只有当短路匝数较多，影响到L变化，才会使Δf增大。
当测试仪接上参数稳压电源电压稳定在1％以内时，df重覆盖精度0.5％，ds重覆盖精度1％。
一个标准绕组自激振荡波形建立以后，被测绕组波形与标准波形比较，其dS和df影响因素大致三类：
①由于制造工艺，材料等影响使df有1%～2%的变化，dS有2～5%的变化，这一变化并非由匝间短路引起，应予分开。
②测试仪受温度、电源变化等影响，出现的重复精度误差dS为0.5%～1％，df为0.5%～1％。
③匝间短路，电晕放电等，一匝短路，多匝短路或层间短路，将引起dS8%～15％的变化或更大。
如何将1、2两项因素对dS、df的影响与第三项因素对dS、df的影响分开，这是确定阀值大小的目的。
具体操作有以下几种方法：
（a）先将dS和df均设定为15％，测某种电机100～200台，从计算机“显示数据库”调出测试数据，观察dS和df范围，按90%～95％的电机的dS和df值，加大1%～2％定阀值。
（b）故意造成绕组短路一匝或二匝，测量其dS和df值，然后比检测值低1%～2％定阀值。
（c）各工厂质量控制部门根据长期生产实践和经验，定出一个合适的阀值。
总之，阀值设定没有一个统一的标准，根据电机类型和生产工艺来确定。
机器绕线和嵌线的定子，df可放于2%～3%,dS可放于4%～5％,而手工绕嵌的定子或材料不稳定的定子，df可放于3%～4％，dS可放于8%～10％左右。
3.4周期T的选定
在测试台的阀值设定的匝间测试项目里，最后一项是T，T为被测绕组和标准组两波形比较的周期数。
可视总的振荡周期数来定，一般选取1～3即可，选少了不会影响测试精度。
这里还需说明一点，测试台为提高检测灵敏度，比较的波形是从第二个波开始的，也就是避开了原始脉冲波，从真正开始自激振荡的波开始比较。
实践证明，这一措施极大地提高了检测灵敏度，使本设备匝间短路1‰匝能较方便分辨出来。
在综合测试台使用中，绕组少绕一匝，能否通过匝间绝缘检测出来，答案是否定的。
从前面公式可知，绕组多或少一圈，对绕组的R和L变化很小，与绕组短路一匝的能量损失无法比拟。
对于电机绕组中有一组线圈反嵌了，能否用匝间绝缘测试方法来分辨。
一般来说二极、四极、六极电机若一组线圈反嵌，其对整个绕组的影响较大，Q值变小，dS可达到8%－10％左右，而八极、十极电机一组绕组反嵌，其dS和df变化较小，大致在5%～8％之间，若电机工艺稳定，材料稳定，产品参数一致性好，离散度小，那么dS在5％也可分辨，但手工嵌线八极电机在匝间绝缘测试时，dS的离散度已达到8％～10％，那么反嵌一组就无法用匝间绝缘测试来分辨了。
这里要附带说明的是，电机绕组反嵌的测试方法很多，如空载电流法、电容电压法、起动力矩法、极性测试法等，这些方法已得到广泛应用。
高频脉冲作用下电机定子绕组电压的非均匀分布
1 引 言
PWM逆变驱动下，加在电机绕组上的高频电压在绕组内传播，使得电机绕组的分布参数不可忽略。
由于分布参数的存在，脉冲电压在电机绕组内分布不均，从而引起部分绕组绝缘层局部过压击穿，这种现象已经引起国内外学者和专家的关注。
文献[5,6]分别用仿真手段和多导线传输理论研究了PWM脉冲电压在电机绕组内的分布情况，一致认为PWM脉冲电压上升时间过高是电机绕组绝缘击穿的主要原因，且大部分绝缘击穿经常发生在首匝。
但这些文章并没有对高频输入下电机绕组内分布参数的特性进行讨论。
文献[7,8]分别用一维扩散方程和非直接边界积分方程计算绕组内的分布参数，文献[9]则利用涡流分析得到分布参数与电机输入电压频率的关系，但直接数值计算方法比较繁杂，而文献[9]也只是针对整嵌式绕组进行计算，应用范围有限。
本文利用有限元分析软件ANSYS对定子槽内电磁场进行有限元分析，从而获取电机绕组内的分布参数。
这种方法可以讨论高频输入对电机绕组分布参数的影响，尤其是可以反映脉冲输入的瞬态作用，同时能充分考虑电机材料属性以及定子槽内绕组布线对参数求解的影响，因此这种方法的计算结果更加有效和准确。
本文还通过建立电机绕组分布参数模型，利用MATLAB仿真分析高频PWM脉冲波在电机绕组内的电压分布情况。
仿真结果表明，当PWM逆变器驱动时，电机定子绕组电压分布状况不仅与绕组本身的分布参数有关，而且与PWM脉冲电压上升时间以及传导电缆有关。
2 定子绕组分布参数模型
对于快速上升的脉冲前沿，按照傅立叶分析，其上升时间含有大量高次谐波，为估计一个典型的PWM波前沿在定子线圈间的电压分布，须用一个分布参数电路模型来描述定子绕组。
电机绕组中的分布参数包括：
①自感和电阻；②同一槽下的匝间互感；③匝-地间电容；④匝-匝间电容。
YifanTang在文献[5]中指出：
利用边界元法分析各匝的电磁场分布得知：
一匝内的传导电流在直接邻近匝感应出一个反场涡流（field-opposingeddy-current），在定子铁心表面感应一个相对小的反场涡流。
在邻近匝表面的涡流屏蔽了大部分磁力线，而铁槽表面的涡流，只在100MHZ以上时才有效屏蔽磁力线，而在低于1MHZ时允许更多磁力线通过。
因此互感只存在于直接相邻的两匝之间，即最多只有两个互感效益对某匝起作用。
但实际上在一个槽内，某一匝周围可能有好几匝，所以某一匝受到的互感作用可能不止两个。
虽然如此，为使模型简化，本文按各匝顺序考虑临近匝间的互感作用。
线端绕组分布参数电路模型可用图1表示。
3 绕组内分布参数计算
为获得如图1所示电路中的各部分参数，对于不同形式的电机绕组，参数的确定方法也不同。
考虑到目前很多感应电机都是散嵌式绕组型，本文以散嵌式绕组为研究对象。
由于散嵌式绕组在槽内的位置具有不确定性，给计算绕组分布参数带来困难。
使用有限元法（FiniteElementMethod-FEM）对电机槽内绕组进行电磁场分析，可计算散嵌绕组在不同输入电压上升沿时的电机绕组参数，因此能过对分布参数做出准确估算。
对于某特定的一相而言，槽内绕组相对位置确定，这种假设可简化分析过程且可行。
本文以JO2-32-4型号电机为对象，研究高频脉冲作用下电机定子槽内的电磁场，通过有限元分析得到槽内各匝分布参数。
电机参数为：
3.0KW，1430转/分，380伏，6.5安，50HZ，E级绝缘；定/转子槽数＝36/26，每槽线数＝62，并联支路数＝2，绕组单层交叉；线规：
单根直径＝0.8mm。
有限元分析工具采用ANSYS软件，依照ANSYS的三个部分逐步进行分析和处理，最后得到各分布参数值。
由于电阻值与激励及频率无关，所以无需通过ANSYS进行计算。
求解电感与求解电容不完全相同，前者采用瞬态分析而后者只需采用静态分析即可。
首先进行电感值的计算。
建立电机单槽模型，设定5种材料分别为气隙、铁芯、导体、转子和绝缘（包括匝间绝缘，槽绝缘）。
然后定义材料属性，划分网格，加载。
本文首先将第一匝设定为激励源，瞬间电压设定为470v/500ns。
加载完毕执行以下语句进行求解：
MainMenu:
Solution>-Solve-CurrentLS.
ANSYS有两个后处理器，即通用后处理器（POST1）和时间－历程后处理器（POST26），前者只能观看整个模型在某一时刻的结果，后者可观看模型在不同时间段或子步历程上的结果，常用于处理瞬态或动力分析结果。
本文利用POST1得到求解后的磁力线分布,结果如图2所示。
利用POST26解得各匝的自感，表1给出了部分匝的电感计算值。
为减少求解时间，求解过程未设置子过程。
表1 部分匝自感计算参数
Turn
Induc.（H）
Turn
Induc.（H）
1
0.4758E-4
21
0.5302E-4
2
0.4698E-4
22
0.5303E-4
3
0.4698E-4
23
0.5303E-4
4
0.4758E-4
24
0.5302E-4
42
0.5581E-4
46
0.5581E-4
43
0.5585E-4
61
0.5641E-4
44
0.5586E-4
62
0.5641E-4
45
0.5585E-4
从磁力线分布看到，槽底的磁力线密度最大，从槽底往上包围各匝的磁力线减少，因此各匝电感值从槽底往上依次减少。
从图中磁力线分布还可看出，通过第四层的磁力线基本呈水平状，而第四层以上的磁力线向下突出，第四层以下的磁力线向上突出，而第四层以上靠近槽壁的各匝电感要大，第四层以下恰好相反，包围的磁力线越多，导体自感也就越大。
各匝互感可用以下公式得到[5]：
（1）
其中
为耦合系数，取值范围为0.8-0.9。
计算电容的物理模型和计算电感时一样，但是由于电容与频率没有关系，只需进行静电场分析。
部分计算结果如表2所示。
表中数值均为单位长度导体的计算值，本文单槽模型的深度设定为0.1m，故表中所有数值除以10得到实际电容值。
表2 部分电容计算值（单位：
F）
Turn1
Turn2
Turn3
Turn4
Turn1
0.31810E-09
0.15364E-11
0.20097E-12
0.12643E-13
Turn2
0.63426E-10
0.15442E-11
0.20021E-12
Turn3
0.63660E-10
0.15363E-11
Turn4
0.32260E-09
从表2可看出，在材料属性确定的情况下，分布电容值与导体所在位置有关。
靠近槽壁的导体电容值比远离槽壁的导体电容值大，尤其是处于槽体中心的导体电容值最小，甚至比同一层靠近槽壁的导体电容值小1～2个数量级；匝间的互容值和两匝的相对位置有关，一般来说互容值小于两导体本身的电容值，相隔越远的两匝间的互容值越小。
4 绕组电压分布的时域分析
当脉冲波进入绕组时，一部分电流经绕组导线流过，一部分经绕组的匝间电容，还有一部分流过绕组各点对地电容，因此绕组各部分导线中的电流分布不同；同时，绕组各部分还存在互感，所以，绕组中的电磁联系非常复杂。
为简化计算，略去绕组损耗和各部分的互感和互容，并假设各参数均匀分布，得到简化等效电路如图3所示。
图中
、
分别为绕组单位长度的电感和对地电容，
为绕组内距离线端
处的电压值，
处的电压为
。
在不考虑绕组损耗的条件下，脉冲电压在绕组上的电压分布可看成脉冲电压在无损传输线上的传播。
根据无损传输线理论可得到以下方程组[10]：
将式
（2）对
求导，并将式（3）代入得：
（4）
同理可得：
（5）
将式（5）改写为运算微积分形式：
，
其中
为算子，得：
（6）
其中：
方程（6）的通解为：
（7）
A、B为待定系数，由初始条件或边界条件确定。
考虑三相星型电机，当某时刻只有一相有脉冲电压输入，这样实际上是串联后的两相绕组承受线电压，绕组中心点位于电压分布的中点。
但是，由于电机的阻抗相对电缆阻抗大得多，因此在分析中可以将绕组中心作为一个参考点对单相绕组的电压分布进行分析。
假定作用于电机绕组首端的电压为幅值等于
的长直角波，电机单相绕组长
。
其边界条件为：
，
，
后一条件即为：
将边界条件代入式（7）及其导数式可得：
，
（8）
应用展开定理，将其反变换成原函数，可得振荡过程中绕组各点电位方程的时域表达式。
（9）
式中
，
，
其中
为振荡角频率，
是空间谐波幅值。
从式（9）可以看出，电机绕组内的各点电压是关于输入电压、该点位置以及时间的函数，电压的分布是一个振荡过程。
振荡过程与作用在绕组上的冲击电压波形有关。
波头陡度愈大，振荡愈剧烈；陡度愈小，由于电感分流的影响，起始分布与稳态分布愈接近，振荡就会愈缓和，因而绕组各点对地电位和电位梯度的最大值也将降低。
5 绕组电压分布的仿真分析
为验证脉冲电压在定子绕组内分布的不均匀性，利用MATLAB软件包建立电机绕组分布参数模型，分别讨论脉冲电压在匝间及线圈间的分布情况，从而得到绕组绝缘过早损坏的依据。
5.1 匝间电压分布
建立一个50匝的线圈分布参数仿真模型，如图4所示。
根据前面的理论分析得知，电压分布不均匀大多表现在前几匝，故只建立前4匝的分布参数模型，后面46匝用集中参数等效。
匝间互感作用用耦合线圈实现，输入信号（Signal）由另一文件生成，可以提供单脉冲输入和PWM脉冲输入。
图中检测信号为各匝电压，最后合成在一个窗口输出。
对单个脉冲输入进行分析，结果发现：
（1）脉冲输入电压上升时间越短，各匝的电压降越大，电压分布越不均匀。
其原因可从上一节的时域分析得到，上升时间越短，波头越陡，绕组内电压振荡越厉害，电压分布就越不均匀。
（2）各匝自感越大，电压分布越不均匀，电压振荡越厉害；而匝间互感越大，对电压分布反而有利。
从理论上分析，自感对电流有抑制作用，所以自感越大，电流越难向后传播，造成前匝的压降越厉害；由于各匝电流方向相同，互感作用将一部分电流耦合到后面各匝上，加速了后面各匝的电压建立，从而有利于电压的均匀分布。
（3）第一匝对地电容C1对电压分布作用明显，C1越大第一匝的电压降越大；由于匝间电容相对各匝对地电容而言较小，对电压分布影响不大，如果匝间电容相对较大，则有利于电压的均匀分布。
这是因为匝间电容的存在可将前一匝的电压耦合到后一匝上，而不必等到电感上流过电流，所以匝间电容越大，电压分布越均匀。
图5给出不同电压上升时间下匝间电压分布的仿真波形。
图中波形从前往后依次为第1，2，3，4匝的电压降，最后46匝压降由于电压值超出刻度范围而未给出，tr为脉冲前沿的上升时间。
当输入PWM脉冲序列时，电压分布随各参数变化特性与单个脉冲输入时一致，但电压分布的幅值不尽相同，因为高频重复的脉冲电压输入使得绕组内的电压发生了叠加或者消除。
5．2 线圈间电压分布
绕组内电压分布不均匀不但体现在线圈内（即匝间），而且体现在线圈间，甚至后者的不均匀程度更明显。
本文对图4所示单线圈模型进行封装，建立4个线圈串联的绕组模型，通过对各线圈电压与电流的测试结果进行分析得知：
线圈间的电压分布极不均匀，第一个线圈（靠近接线端）上的压降最大，以后依次减小。
这是因为加在第一个线圈上的电压上升沿很陡，线圈内的对地分布电容作用使得该线圈上承受很大的压降。
当脉冲波经过第一个线圈到达下一个线圈时，由于第一个线圈的延迟作用，此时的脉冲电压上升沿趋于缓和，因此在以后几个线圈上的压降也就比较均匀。
在逆变器与电机间未加长电缆连接时，脉冲电压上升时间变化对线圈间的电压分布没多大影响；上升时间变化，只改变第一个线圈的电流，对后面几个线圈的电流没有影响；上升时间越短，第一个线圈上的电流越大，振荡越厉害。
图6给出了不同上升时间下各线圈的压降和电流，其中图a）和b）为电压波形，图c）和d）为电流波形。
当逆变器与电机间用长电缆连接时，电机端形成一个振荡的过电压[10]，这个高的电压加在绕组上势必增大绕组内各线圈的电压应力。
仿真发现，虽然第一个线圈上的电压明显比未用电缆连接时高得多，但是后面几个线圈的电压并未有明显的升高。
电机端电压的振荡作用使得绕组内第一个线圈的电压发生振荡，且振荡频率与电缆长度有关。
电缆越长，线圈上电压振荡周期越长。
事实上，这和电机端过电压的振荡规律一致。
电压在第一个线圈上发生振荡，进一步说明在长电缆传输时电机绕组内的电压分布更加不均匀，从而加剧了绕组绝缘的过早失效。
长电缆传输时电机线圈间电压和电流波形如图7所示。
6 结束语
输入脉冲电压上升率太大是电机绕组电压分布不均的根本原因，绕组内的分布参数作用使得脉冲电压更多地降落在线端线圈上，尤其是线端线圈的头几匝承受的电压应力最大。
绕组分布参数中的自感和对地电容越大，电压分布越不均匀；与此相反，相对较大的匝间互
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