双闭环不可逆直流调速系统设计课程设计.docx

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双闭环不可逆直流调速系统设计课程设计

双闭环不可逆直流调速系统设计课程设计

内容摘要

双闭环直流调速系统即速度和电流双环直流调速系统，是由单闭环直流调速系统发展起来的，调速系统使用比例积分调节器，可以实现转速的无静差调速。

又采用电流截止负载环节，限制了起（制）动时的最大电流。

这对一般的要求不太高的调速系统，基本上已经能满足要求。

但是由于电流截止负反馈限制了最大电流，加上电动机反电势随着转速的上升而增加，使电流到达最大值后迅速降下来，这样，电动机的转矩也减小了，使起动加速过程变慢，起动的时间久比较长。

在这些系统中为了尽快缩短过渡时间，所以就希望能够充分利用晶闸管元件和电动机所允许的过载能力，使起动的电流保护在最大允许值上，电动机输出最大转矩，从而转速可直线迅速上升，使过渡过程的时间大大的缩短。

另一方面，在一个调节器的输出端综合几个信号，各个参数互相调节比较困难。

为了克服这一缺点就应用转速，电流双环直流调速系统。

关键词：

双闭环直流调速系统MATLAB

第一章设计任务书

一．题目：

V-M双闭环不可逆直流调速系统设计

二．技术要求

1．该调速系统能进行平滑的速度调节，负载电机不可逆运行，具有较宽的调速范围（D≥10），系统在工作范围内能稳定工作

2．系统静特性良好，无静差（静差率s≤0.2）

3．动态性能指标：

转速超调量δn＜8%，电流超调量δi＜5%，动态

Δn≤8-10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts≤1s

4．系统在5%负载以上变化的运行范围内电流连续

5．调速系统中设置有过电压、过电流等保护，并且有制动措施

三．设计内容

1．根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图

2．调速系统主电路元部件的确定及其参数计算（包括有变压器、电力电子器件、平波电抗器与保护电路等）

3．驱动控制电路的选型设计（模拟触发电路、集成触发电路、数字触发器电路均可）

4．动态设计计算：

根据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调节

与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满

足动态性能指标的要求

5．绘制V-M双闭环直流不可逆调速系统的电气原理总图（要求计算机绘图）

6．整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书

四．技术数据

晶闸管整流装置：

Rrec=0.032ΩΩ，Ks=45-48。

负载电机额定数据：

PN=90KW，UN=440V，IN=220A，nN=1800r/min，Ra=0.088Ω，λ=1.5。

系统主电路：

R∑=0.12Ω，Tm=0.1s

第二章设计方案的选择

速度和电流双环直流调速系统（双环），是由单闭环直流调速系统发展起来的，调速系统使用比例积分调节器，可以实现转速的无静差调速。

又采用电流截止负载环节，限制了起（制）动时的最大电流。

这对一般的要求不太高的调速系统，基本上已能满足要求。

但是由于电流截止负反馈限制了最大电流，加上电动机反电势随着转速的上升而增加，使电流到达最大值后迅速降下来，这样，电动机的转距也减小了，使起动加速过程变慢，起动（调整时间ts）的时间就比较长。

在这些系统中为了尽快缩短过渡时间，所以希望能够充分利用晶闸管元件和电动机所允许的过载能力，使起动的电流保护在最大允许值上，电动机输出最大转矩，从而转速可直线迅速上升，使过渡过程的时间大大缩短。

另一方面，在一个调节器输出端综合几个信号，各个参数互相调节比较困难。

为了克服这一缺点就应用转速，电流双环直流调速系统。

转速.电流双闭环直流调速系统原理图1-1如下:

.

图1-1双闭环直流调速系统原理框图

本设计采用三相全控桥整流电路，在直流侧串有平波电抗器，该电路能为电动机负载提供稳定可靠的电源，利用控制角的大小可有效的调节转速，并在直流交流侧安置了保护装置，保证各元器件能安全的工作，同时由于使用了闭环控制，使得整个调速系统具有很好的动态性能和稳态性能。

第三章主电路选型和闭环系统的组成

3.1电动机型式的确定

3.1.1电动机电压等级的选用

电动机电压等级要与工厂企业或车间的供电电压一致。

一般中、小型交流电动机额定电压为220/380V或380/660V。

当电动机由晶闸管整流装置直接供电时，为配合不同的整流电路联结，新改型直流电动机还增设了160V（配合单相全波整流）及440V（配合三相桥式整流）等新的电压等级。

3.1.2电动机额定转速的选用

一般可分为下列三种情况：

（1）电动机连续工作，很少起动、制动或反转。

对几个不同的额定转速进行全面比较，最后确定电动机的额定转速。

（2）电动机经常起动、制动及反转，此时除考虑初期投资外，主要根据过渡过程能量损耗为最小的条件来选择电动机的额定转速。

（3）电动机经常起动、制动及反转，主要根据过渡过程持续时

间为最短的条件来选择电动机的额定转速。

3.1.3电动机额定功率的选用

额定功率的选用考虑电动机的发热、过载能力及起动能力三个方面。

电动机额定功率的选择一般可分为三步：

（1）计算负载功率PL。

这是决定电动机额定功率的依据。

（2）根据负载功率，预选电动机的额定功率PN≥PL，尽量接近PL。

（3）校核预选电动机。

3.1.4电动机的额定功率

决定电动机功率的主要因素有三个：

（1）电动机的发热与温升，这是决定电动机功率的最主要因素。

（2）允许短时过载能力。

（3）对于笼型交流电动机还要考虑起动能力。

在生产实际中，还需要考虑具体生产机械的特殊情况，进行补充和灵活运用。

3.1.5电动机的选型

型号：

Z4-180-42额定转速：

3000r/min额定功率：

90KW

电压：

电枢220V激磁：

220V电枢电流：

221A

惯量矩：

2.2Kg.m.m重量：

410Kg

3.2晶闸管结构型式的确定

晶闸管整流是把交流变直流。

整流的过程中,采用三相桥式全控整流电路。

可控整流的原理：

当晶闸管的阳极和阴极之间承正向电压并且门极加触发信号晶闸管导通，并且去掉门极的触发信号晶闸管依然导通。

当晶闸管的阳极和阴极之间承受反向电压并且门极不管加不加触发信号晶闸管关断。

根据电动机的额定电压的不同，确定整流变压器的输出电压和可控整流电路的结构形式，一般情况，当控制角а为0时，整流输出电压的有效值Ud0应约等于1.1倍的电动机额定电压UN,运算关系参照下表1。

表1运算关系

电路结构确定后既要进行晶闸管的型号选择：

一般取晶闸管的额定电压为1.5-2倍的Um、额定电流大于2倍的电动机额定电流IN确定。

3.3闭环调速系统的组成

开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。

采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提实现转速无静差。

但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。

这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调速系统。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。

二者之间实行嵌套（串联）联接。

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

（1）系统组成的结构框图如图2-2：

图2-2双闭环调速系统的结构框图

ASR---转速调节器ACR---电流调节器TG---测速发电机

TA---电流互感器UPE---电力电子变换器Un*---转速给定电压

Un---转速反馈电压Ui*---电流给定电压Ui---电流反馈电压

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成双闭环直流调速系统的电路原理图如上图所示。

图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性。

图中还表示了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压Uim*决定后了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm.

（2）闭环调速系统的原理图如图2-3：

图3-3双闭环调速系统的原理图

第四章调速系统主电路元部件的确定及其参数计算

4.1整流变压器容量计算

4.1.1次级电压U2

为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。

影响U2值的因素有：

（1）U2值的大小首先要保证满足负载所需求的最大直流值Ud

（2）晶闸管并非是理想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用UT表示

（3）平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降

（4）电枢电阻的压降

综合以上因素得到的U2精确表达式为：

A=Ud0/U2，表示当控制角α=0°时，整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比。

B=Udα/Ud0，表示控制角为α时和α=00时整流电压平均值之比。

UK%—变压器的短路电压百分比，100千伏安以下的变压器取UK%=5，100~1000千伏安的变压器取UK%=5~8

ε为电网电压波动系数。

根据规定，允许波动+5%~-10%，即ε=1.05~0.9

C是与整流主电路形式有关的系数

，表示电动机电枢电路总电阻

的标么值，对容量为15~150KW的电动机，通常ra=0.08~0.04

nUT—表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降

对于本设计：

为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得的U2应有

一定的裕量,根据经验所知,公式中的控制角

应取300为宜。

ε=0.9,A=2.34,B=

0=

，C=0.5，UK%=5

取U2=270V

4.1.2次级电流I2和变压器容量

I2=KI2·Id,KI2为各种接线形式时变压器次级电流有效值和负载电流平均值之比。

对于本设计KI2取0.816,且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗，故：

I2=0.816×220=179.52A

S=1/2（S1+S2）=m1U1I1=m2U2I2=3×270×179.52=145.41KVA

4.2晶闸管的电流、电压定额计算

题目中要求晶闸管整流装置Rrec=0.032Ω,Ks=45~48,In=224AUn=440V

晶闸管参数计算如下：

Udo=1.1Un=1.1*440=484V

Urm=1.5Un=1.5*440=660V

Ivt=2In=2*224=448A

从《电气工程师手册》中查得满足晶闸管型号选择的晶闸管型号为：

KP500

表2KP500

型号

通态平均电流IT（AV）A

正向电流有效值IF（AV）A

重复峰值电压VRRMV

触发电流IGTmA

推荐散热器

KP500

500

550

200~2000

≥500

SZ13

4.3平波电抗器电感量计算

由于电动机电枢和变压器存在漏感，因而计算直流回路附加电抗器的电

感量时，要从根据等效电路折算后求所需电感量中，扣除上述两种电感量。

4.3.1电枢电感量LM按下式计算

P—电动机磁极对数，KD—计算系数，对一般无补偿电机：

KD=8~12

对于本设计，P=2，KD=10

则

4.3.2整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感LB按下式计算

U2—变压器次级相电压有效值

Id—晶闸管装置直流侧的额定负载电流

KB—与整流主电路形式有关的系数

对于本设计，KB=3.9，

=5

则

4.3.3变流器在最小输出电流Idmin时仍能维持电流连续时电抗器电感量L

下式计算

K是与整流主电路形式有关的系数，三相全控桥K取0.693

则：

4.3.4使输出电流连续的临界电感量L平

L平=L-LM-2LB=17.01-2.77-2×0.24=13.76（mH）

电抗器电感量应大于15mH

4.4保护电路的设计计算

4.4.1过电压保护

①交流侧过电压的保护如图3-1

图4-1交流侧过电压保护电路

采用RC过电压抑制电路如图一所示，在变压器次级并联RC电路，以吸收变压器铁心的磁场释放的能量，并把它转换为电容器的电场能而存储起来，串联电阻是为了在能量转换过程中可以消耗一部分能量并且抑制LC回路可能产生的震荡。

本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为△—Y联结，阻容保护装置采用三角形接法，故可

按下式计算阻容保护元件的参数

电容C的耐压：

电阻R的功率：

式中ST—变压器每相平均计算容量（VA）

U2—变压器次级相电压有效值（V）

—励磁电流百分比，当ST≤几百伏安时

=10，当ST≥1000伏安时

=3~5

UK%—变压器的短路电压百分比

IC,UC—当R正常工作时电流电压的有效值（A，V）

对于本设计，UK%=5，

=5，ST=145.41/3=48.47KVA

（1）电容器的计算

取7

取1200V

选择C=7μF，耐压1200V的金属化纸介电容

（2）电阻值的计算

取R=20

RC支路电流IC近似为

电阻R的功率为

②直流侧的过电压保护如图：

图3-2直流侧过电压保护电路

图4-2直流侧过电压保护

整流器直流侧开断时，如直流侧快速开关断开或桥臂快熔熔断等情况，也在A、B之间产生过电压，如图3-2所示本设计用非线性元气件抑制过电压，在A、B之间接入的是压敏电阻。

压敏电阻的额定电压U1mA的选取可按下式计算

Ud0为晶闸管控制角

=00时直流输出电压

对于本设计：

用于中小功率整流器操作过电压保护，压敏电阻通流容量可选择（3~5）KA

③晶闸管换相过电压保护

如图：

图4-3换相过电压保护电路

如上图，在晶闸管元件两端并联RC电路，起到晶闸管换相过电压的保护。

串联电阻R的作用一是阻尼LTC回路的震荡，二是限制晶闸管开通瞬间的损耗且可减小电流上升率di/dt。

R、C值可按经验数据选取，对于本设计晶闸管额定电流为220A，故C可取0.3

R可取20

.

4.4.2过电流保护

如图：

图4-4过电流保护电路

第五章驱动控制电路的选型设计

5.1集成触发电路

集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。

随着集成电路制作技术的提高。

晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及。

目前国内常用KJ和KC系列，两者生产厂家不同，但很相似。

采用KJ004集成触发电路的同步电压应滞后于主电路电压180度的触发触发脉冲。

其工作原理可参照锯齿波同步的触发电路进行分析，或查阅有关的产品手册。

集成电路只需用3个KJ004集成块和隔离电路组成，再由六个晶体管进行脉冲放大，即构成完整的三相全控桥触发电路，如图5-1所示：

图5-1采用集成化六脉冲触发电路的三相全控桥整流电路

本设计主电路整流变压器采用D，y-11联结，同步变压器采用D，y-11，5联结。

同步变压器如图5-3。

图5-3同步变压器和整流变压器接法

这时，同步电压选取的结果见表3。

表3各晶闸管的同步电压

晶闸管

VT1

VT2

VT3

VT4

VT5

VT6

主电路电压

+Ua

-Uc

+Ub

-Ua

+Uc

-Ub

同步电压

-Usa

+Usc

-Usb

+Usa

-Usc

+Usb

5.2三相桥式全控整流电路分析

三相桥式全控整流电路相当于一组共阴极的三相半波和一组共阳极的三相半波可控整流电路串联起来构成的。

习惯上将晶闸管按照其导通顺序编号，共阴极的一组为VT1、VT3和VT5，共阳极的一组为VT2、VT4和VT6。

其电路如图5-4所示：

图5-4　三相桥式电阻性负载全控整流电路

要求共阴极的一组晶闸管要在自然换相点1、3、5点换相，而共阳极的一组晶闸管则会在自然换相点2、4、6点换相。

因此，对于可控整流电路，就要求触发电路在三相电源相电压正半周的1、3、5点的位置给晶闸管VT1、VT3和VT5送出触发脉冲，而在三相电源相电压负半周的2、4、6点的位置给晶闸管VT2、VT4和VT6送出触发脉冲，且在任意时刻共阴极组和共阳极组的晶闸管中都各有一只晶闸管导通，这样在负载中才能有电流通过，负载上得到的电压是某一线电压。

其波形如图5-5所示。

图5-5　三相桥式电阻性负载a=0°时波形

触发电路与驱动电路是电力电子装置的重要组成部分。

为了充分发挥电力电子器件的潜力、保证装置的正常运行，必须正确设计与选择触发电路与驱动电路，如图5-6。

    晶闸管的触发信号可以用交流正半周的一部分，也可用直流，还可用短暂的正脉冲。

为了减少门极损耗，确保触发时刻的准确性，触发信号常采用脉冲形式。

晶闸管对触发电路的基本要求有如下几条：

（1）触发信号要有足够的功率

（2）触发脉冲必须与主回路电源电压保持同步

（3）触发脉冲要有一定的宽度，前沿要陡

（4）触发脉冲的移相范围应能满足主电路的要求

图5-6　三相桥式全控整流电路触发脉冲

第六章双闭环系统调节器的动态设计

6.1电流调节器的设计

6.1.1时间常数的确定

表4各种整流电路的失控时间（f=50Hz）

整流电路形式

最大失控时间Tsmax/ms

平均失控时间Ts/ms

单相半波

20

10

单相桥式

10

5

三相半波

6.67

3.33

三相桥式

3.33

1.67

系统电磁时间常数Tl：

由上可知LΣ=35.98mH，R=0.5，

按表4得：

整流装置滞后时间常数Ts：

三相桥式电路的平均失控时间为Ts=0.0017s。

电流滤波时间Toi：

三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头，应有（1-2）Toi=3.33s，因此取Toi=2ms=0.002s。

电流环小时间常数之和T∑i：

按小时间常数近似处理，

取T∑i=Ts+Toi=0.0037s。

6.1.2电流调节器结构的选择

根据设计要求δi＜5%，并保证稳态电流无差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为

，

—电流调节器的比例系数，

—电流调节器的超前时间常数。

检查对电源电压的抗扰性能：

=0.142/0.0037=38.31，对照典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

电流调节器结构图如图6-1：

图6-1电流调节器结构图

6.1.3电流调节器的参数计算

电流调节器超前时间常数τi=Tl=0.07s。

电流开环增益：

要求δi＜5%时，按表5应取KIT∑i=0.5，

因此KI=0.5/T∑i=0.5/0.0037=135.1s-1。

取Ks=48，而电流反馈系数β=10V/1.5IN=10/（1.5×220）=0.03V/A，

于是ACR的比例系数为

表5典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT

0.25

0.39

0.50

0.69

1.0

阻尼比ξ

1.0

0.8

0.707

0.6

0.5

超调量δ

0%

1.5%

4.3%

9.5%

16.3%

上升时间tr

∞

6.6T

4.7T

3.3T

2.4T

峰值时间tp

∞

8.3T

6.2T

4.7T

3.6T

相对稳定裕度γ

76.3°

69.9°

65.5°

59.2°

51.8°

截止频率ωc

0.243/T

0.367/T

0.455/T

0.596/T

0.786/T

6.1.4近似条件校验

电流环截止频率：

ωci=KI=135.1s-1。

晶闸管整流装置传递函数的近似条件:

1/（3Ts）=1/（3×0.0017）=196.1s-1＞ωci，满足近似条件。

忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件:

，＜ωci，满足近似条件。

电流环小时间常数近似处理条件:

＞ωci，满足近似条件。

6.1.5电流调节器的实现

按所用运算放大器取R0=40kΩ，各电阻和电容值为

Ri=KiR0=1.642×40=65.68kΩ，取65kΩ；

Ci=τi/Ri=0.07/（65×103）≈1.08×10-6F=1.08μF，取1.1μF；

Coi=4Toi/R0=4×0.002/40000=0.2×10-6μF，取0.2μF。

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为δi=4.3%＜5%

（见表5），满足设计要求。

6.2转速调节器的设计

6.2.1时间常数的确定

电流环等效时间常数1/KI：

已取KIT∑i=0.5，

则1/KI=2T∑i=2×0.0037=0.0074s。

转速滤波时间常数Ton：

根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。

转速环小时间常数T∑n：

按小时间近似处理,

T∑n=1/KI+Ton=0.0074+0.01=0.0174s

6.2.2转速调节器结构的选择

按照设计要求，选用典型Ⅱ型系统的PI调节器，其传递函数为

。

转速调节器结构图如图6-2：

图6-2转速调节器结构图

6.2.3转速调节器的参数计算

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，

则ASR的超前时间常数为τn=hT∑n=5×0.0174=0.087s，

可求得转速环开环增益

，

因为Ce=（UN-INRa）/nN=（440-220×0.088）/1000=0.234V•min/r，

α=10V/nN=10/1800=0.006V•r/min，于是

可得ASR的比例系数：

6.2.4近似条件校验

由式K=ω1ωc得转速环截止频率为：

。

电流环传递函数简化条件：

，满足简化条件。

转速环小时间常数近似处理条件：

，满足近似条件。

6.2.5转速调节器的实现

取R0=40kΩ，则Rn=KnR0=3.36×40=134.48kΩ，取1400kΩ；

Cn=τn/Rn=0.087/（140×103）≈0.621×10-6F=0.621μF，取0.7μF；

Con=4Ton/R0=4×0.01/（40×103）=1×10-6=1μF，取1μF。

6.2.6校核转速超调量

当h=5时，由表6查得，δn=37.6%，不能满足设计要求。

实际上，由于表四是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。

表6典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mmin准则确定参数关系）

h

3

4

5

6

7

8

9

10

δ

52.6%

43.6%

37.6%

33.2%

29.8%

27.2%

25.0%

23.3%

tr/T

2.40

2.65

2.85

3.00

3.10

3.20

3.30

3.35

ts/T

12.15

11.65

9.55

10.45

11.30

12.25

13.25

14.20

k

3

2

2

1

1

1

1

1

设理想空载起动时，负载系数z=0，已