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1、财务知识小功率开关电源的经济效益提升方案最全版（财务知识）小功率开关电源的经济效益提升方案小功率开关电源的经济效益提升方案（RCC电路的彻底解析）在输出小于50W的小型开关电源系统中，目前在设计上有很多种，但RCC方式被运用的能够说是最多的。RCC（即Ringingchokeconvertor）的简称，其名称已把基本动作都附在上面了。此电路也叫做自激式反激转换器。RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就能够产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。所以能够用之中电路来做出地价格的电源供应器。而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。RCC电路的主要优缺点如

2、下：1、电路结构简单，价格成本低。2、自激式振荡，不需要设计辅助电源。3、随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。4、转换的效率不高，不能做成大功率电源。5、噪声主要集中在低频段。RCC电路的基本工作过程基本为反激式变换器图壹反激式电源的基本结构图壹为反激式电源的基本结构，由壹个开关管和变压器组成，当开关管导通时，只在变压器储存能量，而在直流输出端没有功率的输出。按照图壹，变压器的壹次侧线圈用Lp来表示，在开关管Tr1导通期间流过集电极电流Ic1，变压器的储能为：P=1/2Lp（Ic1）2其次，当Tr1截止时，变压器的各线圈不但有逆向电压发生，输出侧整流二极管也导通，变压器所存储的

3、能量则移到输出侧。也就是说Tr1在导通期间，变压器存储能量，在截止期间输出能量（电源）。又从变压器的原理可知，壹次侧所流入的能量壹定等于二次侧直流所输出的能量。所以可得到以下公式：1/2Lp*Ic12*f=Vo*Io上式中f为工作频率Vo为输出直流电压Io为输出电流。RCC的启动回路图二为RCC方式的基本原理图，当加入输入电压Vin（电阻连接Tr1的基极），电流Ig流过RG，Tr1开始导通，此时Ig为启动电流。开关管Tr1的集电极电流Ic波形如图三，壹般的，必须从0开始启动。Ib变得越小越好。图二：RCC基本原理图图三：开关管集电极Ic波形图Tr1壹旦进入导通状态，变压器P1绕组已经加上了Vi

4、n，因此P2绕组为按照各个的圈数比所形成的电压为：Eb=（Nb/Np）Vin这个电压更因在Tr1导通时，极性相同，因此Tr1在导通状态时能继续维持，此时基极电流Ib为：Ib=（Nb/Np）*Vin（Vf+Vbe）/Rb像定电流般的继续流动。其实，Tr1的集电极电流Ic=Vin*T/Lp，Ic随时间成比例增大。在Ton期间，Tr1呈饱和状态，hfe（Ic/Ib）（hfe：直流电流放大率。）见图4所示。图4：集电极电流Ic1波形选择基极电阻Rb的重要性前面的工作说明是在输出电压稳定后的初期状态。此线路的开关管基极的驱动条件极为重要，例如：输入电压Vin上升，则Ib也增加，Ic同时跟着增加，也就是说

5、Tr1导通时间增长。反之，若输入电压Vin下降，未达到必要的Ic，则Tr1不能导通，如此Tr1的直流电流放大率hfe也需要考虑，最低的输入电压由Ib流过的基极电阻Rb来决定。如何决定P2线圈的匝数？若开关管Tr1截止时，（如图5）开关管射极和基极间加上逆向电压，则使用的三极管的Veb（max）决不可超过以下条件：Nb/NsVeb(max)/(vo+vf)图5：Tr1截止时波形Rb有电流流过，变成像图6的方波。图6：RCC的脉动波形求Rb所损失的功率PRB其中为开关管导通时间，T为开关振荡周期在实际设计中，此PRB因为很大，不能被忽视，且是全体转换效率降低的最大因素。定电压工作的结构经过壹段时间

6、后：侧输出电压上升，此时图2的C2的端电压也依输出电压Vo的比例上升，也就是说，Tr1在截止期间，所积的能量就放出。D3给C2的充电电流和IS同时流动，则P2线圈和S1线圈的电压和圈数比的关系如下：其中VF3，VF4为D3，D4的正向电压，当VC变化时，VO也跟着变化。VC的端电压上升，稳压二极管D1导通，则Tr1的基极电流下降，加速Tr1的截止。以电压的关系来见，D1的电压VZ为VZ=VC+VBE所以VZ和的比取决于输出电压Vo。总之，这个稳定电压的精度直接受输出电压精度的影响，即用温度系数良好，56V的稳压二极管。只是变压器的各组线圈的电阻，使电压下降，或D1的工作电阻D3的正向电压VF的

7、变化等因数的影响，实际上无法得到横高的精确度。原来Tr1的逆偏压VEB也被涉及，实际上，也是由D1的其纳电压VZ来决定的。启动时，集电极电流的控制在定电压动作期间，VC的端电压很小，Tr1的基极电流未被限制，即集电极电流由IB和hFE来决定。其实开关管的hFE在制作时，差值很大，环境温度也会有很大的变化，因此，若没有任何的限制时，集电极电流会大大的流失。对线路本身，有很多的损害，为防止此原因，则增加Tr2，R1和RSC。也就是说Tr1的发射极电流增大，Tr1的基极电流下降，Tr1的导通时间件短，使输出电压下降，进行稳定化作用。总之，IE1的最大值不能超过RSC所决定的值。图8为此说明图例图7基

8、本的电流检测控制电流图8设计实例RCC振荡常数（频率）的解析在这里，必须要了解RCC工作的振荡频率和占空比。占空比D：如图9，依次绕线数NP的流出电流为t=tON的最大值i1P而得到二次回路的电流最大值i1P，依变压器的基本原理：图9：RCC电路的电流波形二次电流因i2P随率衰减，则瞬间值为i2RCC方式的初期条件，当t=tOFF时，i2=0以i1P式中的tON代入而求得tOFF：所之上式成立下面求占空比D：此时e1=VIN-VCE（sat），e2=VO+VF代入上式成为较实用的公式如何求振荡频率f：由于壹次侧和二次侧的电量相等的条件，1/2L1*I1P*f=IO*e2依此求得由此演变，可求得

9、振荡频率f，由之上俩个结论公式，RCC方式的工作就应该很明了了。占空比D和输入的电压成反比，VIN增大，D变小，也就是说tON变短tOFF不会变占空比不受负荷电流的影响。占空比随变压器壹次侧电感量LP变大而增加，二次侧电感量LS的增大而减小。振荡频率f随输入电压VIN上升而上升，和负载电流成反比例而下降。振荡频率f随LP，LS成反比下降。之上结果和实际结果非常壹致。变压器的设计求壹次线圈NP匝数变压器的设计方式，最先求壹次线圈的圈数（匝数T）依RCC的设计方式，图10为铁心（磁体CORE）的B-H曲线，Bm之点为饱和点，此点的磁通密度称为饱和磁通密度。图10磁B-H曲线图11B-H曲线的温度特

10、性图12Il的电流波形壹次绕组的求解公式如下：tON：最大值为T/2VIN：P1线圈的电压B：磁体的磁通密度A：磁体的有效截面积若磁体的材质为ferrite磁体，如图11，温度的变化，使最大的磁束磁通密度Bm产生变化，也就是说，依实际的工作条件的Bm特性求得，在100的Bm为35004000（Gauss高斯），范围很小，大约用2030%的值，去估计使用。若在过流状态下，tON会很大，磁体仍在此范围内，此过度状态是因磁体未达到饱和的缘故。电感值的计算：当输入电压VIN最小的占空比用1/2法去设计时，Il像（图12般）的碎波，输出功率为PO，功率转换效率为，壹次侧电流的平均值为Il（ave），最大

11、值为Ilp，壹次绕组的电感LP为其它线圈的计算二次电流的峰值（peak）I2P，对于输出电流IO的关系如下：二次绕组的电感量LS为：如果这里tON=tOFF=2/T的条件，则2次绕组的圈数为：下式中VF为二次整流二极管的正向压降，其中VS=VO+VF求解得开关管基极驱动绕组NP2的计算：因Tr1的VEB条件:之上各绕组匝数已经决定,输出侧因线路电压降(linedrop)的发生,实际的圈数有必要比之上值稍多.因实际磁导率的关系,必须加入气隙(Gap)RCC方式的变压器,在求壹次侧匝数时,磁通密度为必要的条件,即之上的计算方式,较电感的实际值,通常要大壹些.在固定的输出功率下,振荡频率f太低的结果

12、,会导致磁饱和.因此,当磁体的实际导磁下降时,电感值非减到必要值不可,用实际的EE、EI磁体,则像图13壹样,插入气隙(Gap).图13气隙的描述气隙的求法如下：这里要求的Lg为磁回路内合计的气隙的厚度,故中心孔(centerHole)和外部俩地方,同时把距离(space)插入,也就是说气隙纸的厚度为Lg/2.气隙纸的材质,只要是绝缘的物质就能够,这种纸,因温度的关系,厚度会改变,通常壹Mylar纸或bakelite板来使用。（垫纸在低频时有可能出现噪声，稳定性也不是很理想。采用磨的方法比较好，可是磨的话在变压器工艺上会比垫纸困难。）变压器绕线结构变压器会因为线圈的绕线方式而在特性上有很大的差

13、别，特别是壹次绕组NP1和二次绕组NP2间的结合度，非注意不可。结合度是壹次绕组所发生的磁束，比起2次侧线圈来诱导时，没有被诱导的部分称为磁漏（leakageflux）（这句就是我们所说的漏感，即由于初、次级间，匝和匝之间，磁通不能完全偶合而出现的漏感。）要使结合度上升，对于绕组的结构，有下列俩点必须注意。各绕组要绕满圈数若少的话，只绕壹半时，可将每圈都把间隔加大，或把线径减小，23条线壹起绕也有效，如图14。图14图15如图15，三明治的多层分割绕法。绕组的顺序为：最初从壹次绕组NP1绕起，其次是2次绕组NS，普通最后由基本绕组完成。在此，则由壹次绕组NP1再绕壹次，和底层的NP1且列，再接

14、在壹起。其他绕组：用NP1和NP、夹着之故，壹次绕组及其他绕组间的结合度就回提高。漏感电感的影响变压器要完全100%偶合是不可能的，尤其是RCC方式，因设有很大的气隙，漏感必然增加。如图16所示，T型等效回路的Le1，Le2的漏感就产生了。图16当壹次和2次电流流动时，能量就开始积蓄，若其他的绕组未偶合的话，壹次侧的能量就无法完全转移到2次侧，则变压器在Tr1截止的瞬间会发生很大的逆电压，和Tr1的集电极电压叠加在壹起。抑制逆电压的吸收（snabber）电路图17图17中，在NP1绕组俩端，加入由二极管，电容构成的电路。漏感电感Le1积蓄的能量为P1，振荡频率为f，Tr1在截止时发生的逆电压为

15、puese，若在电容的直流电流，就被R抵消掉。P1由上式公式来决定，电阻值增加，则电压就会生高。电阻值低，电压就会下降。但VC和2次绕组NS和输出电压VO有关。反激电压Vf，这样低的电阻值就会将损耗增大。变压器的漏感或因输出功率所引起的积蓄能量而起变化，所以这里的电阻约为10-50K最合适。滤波电容的决定方法纹波（ripple）电流为主要参数RCC方式，设计时的重点在输出侧，滤波电容的纹波电流，2次侧在开关管截止期间流通，因电流波是三角波，因此纹波电流的实际值显的更大。当电解电容因纹波电流的流通，由于内电阻而产生损耗，因此内部温度上升，此为电容寿命缩短的原因。电解电容在最高温度使用时，顶多能保

16、证2000小时的寿命，当温度上升10，则寿命将减半。受周围发热物的热度影响的同时，纹波电流本身发热的抑制工作非常重要。因此纹波电流的最大值必须加以规定。高频用电容，因内电阻很低，所以case，sige比较大表1图18表1为电容器的纹波电流和case，sige的比较。纹波电流的大小纹波电流的波形如图18，用直流bias得到的波形，也就是说：壹个周期分成了3段期间，求实际值之后再合且计算。有关其时间的推导如下：第壹期间，电流的瞬时值i1为：从之上条件，第壹期间的纹波电流Ir1，而求得以下公式。其中第二期,同第壹期同样计算:(i2=i1)第三期(i3=IO)三期的值的合且计算:虽然计算过程繁杂,但且

17、不难,最后若能把公式记起来,在实际设计上就足够了.又tON=tOFF,占空比为0.5的条件,IP=4IO之故,若记得Ir=1.3IO的话,简单的电容的纹波就能够求得.若在实际设计时,最好选比此值之上的容许纹波电流的电容,因壹只电容不够时,可多接几个。反馈时的定电压控制实际上，广被应用的RCC方式的开关电源变换器直接监视输出电压，开关转换的频率或导通期间使定电压能控制在图形之内。若不如此，光靠基本电路则电压的精确度就不好，造成很多电路不能动作。稳压器（shuntregulator）的控制回路由可调稳压调整（programableshuntregulator）和光电偶合器（photocoupler

18、）构成，例如TL431是3断的可调稳压调整器。如图19，内部有壹个QP-AMP和基准电压Vref。图19图20基准电压Vref2.7V之故，REF的端子电压变成Vref时，就产生电压工作。如图20所示，导出输出电压Vo为：因此实际在零件的容量也考虑时，插入可边电阻，就能够设定细微的电压，当输出电压Vo上升时，不但TL431的cathode电极（K）的电压低下，流国photocouplerPC1的发光二极管的电流就增大，如此，对应photocoupler的光敏三极管的Ic电流也增加，也会流过大量的集电极电流，因此截止开关管的Tr1的基极电流，Tr1的电流被分散，也就是Ib1就减小了。若Tr1的基

19、极电流减少，则小集电极电流无法流过去，极短的导通时间后就变为截止。因此，要流入变压器的电流就减少，致使输出电压的降低。光电偶合（photocoupler）的特性Photocoupler就是使电压变化而来的信号，用线性（linear）方式传导，经过壹段时间的变化，故意让电流传导特性劣化，直接和发光二极管连接的电阻非十分低不可。如图21表示，photocoupler的传导特性。图21对handing的考虑对于因电压节制的返回系统来说，photocoupler的慢性回应（Trr）也包含在内，而发生相位延迟，定电压节制本体也是负返回节制，因为有180度的相位，更因重复有180度的相位延迟，使相位转回3

20、60度，使它振荡起来。开关调整器称它为handing，绝对要抑制症状。Handing是因为频率的相位延迟180度之故，在对策上如图22所示，能够施以用误差放大器TL431来做正相位补偿，其方法能够数KHZ之上的多余物不产生。在此OPAMP的交流回归工作，在coathode和REF端子间加上和CR连接的东西，C为0.0470.22uF，R为47010K的范围当成基准。对于间歇间的振荡也要注意，若输出电流减少时，类似handing的间歇性振荡也会发生，如图23所示，在壹段期间不但switching接着的壹段时间则swithing完全停止的症状，照片2则是实际的波形例子。图22图23照片2这是因为s

21、witchingtransistor（开关管）的基极的驱动电流过大，使linear无法控制而发生，所以不使电流过多流失，像图24，在输出直接加入电阻，如它像平常壹样的流动电流，这个电阻称为breeder电阻。（此值壹般取满载的0.02左右电流做为计算）图24过流保护要保护哪里的电流呢？因为输出短路或过负载的异常现象，为防止电源内部零件的破损，不得不设置过电流保护。在RCC方式时，目的在防止启动电流过大，壹次绕组必须设计电流控制回路，像这种利用来过过流保护是很平常的。不过输出电流和壹次绕组的switching电流完全没有比例的关系，基本线路的电流控制特性为可保护瞬间的短路。短路电流是非常大的，除

22、此之外，输出电压变化时，像图25般的工作也会产生。当输入电压上升，则switching的频率就提高，对同样的输出功率，因很小的壹次电流要使Reak值达到，电流控制的工作点就提高，而成为shift。图25图26过电流保护特性的改善这些问题的解决方法如图26的电路，过电流的检出可利用switchingtransistor的emitter电阻的压降，这里的波形因为是三角波，控制transistor的base接着0.1uF的电容。从base线圈开始稳压二极管DZ和R，再经过C和R，按输入电压的比例的电流，去控制三极管Tr2的基极电流大小。当输入电压上升时，这个电流增加，使Tr2的基极产生正向偏压，而有

23、小的switching电流，Tr2的驱动电流就被分散，极短的导通时间，三极管就被转换为截止状态，如照片3。照片3当过电流工作时，和输入电压同时，因基极线圈的逆电压也下降，控制Tr2的基极偏压也就变得很小，促使Tr2流动方向工作起来，这样的动作，就能够防止输出短路电流流量过大。这个线路的计算非常繁杂，可参考图上的常数。多组输出电源的实用设计实例在此按输入输出规格，用实际的数值去计算，来试见线路的饿设计。要求如下：输入电压：85110V输出电压：+5V5A+12V1A-12V0.3A基本线路的参数（parameter）的计算线路图如下：输入整流的最小电压为：这样来见，在输入为100V时，工作频率应

24、该在20kHZ占空为0.5来设计计算输出功率：假设效率为70%来计算，壹次侧输入功率为：所以，输入的平均电流I1为：又因为占空为0.5，相关的开关电流的最大值I1P为I1的4倍得：计算变压器：按之上条件，来计算变压器的壹次绕组NP1和电感LP1，因为功率在58W，所以选择EI40变压器，查参数表Bm为4800（GAUSS），余量可充分见到磁通密度B=2700（GAUSS），Ae=1.48cm2LP1为计算气隙：磁芯磨0.33mm每边。变压器2次侧的计算：2次侧的圈数+5V的圈数N5，当toff期间的电流为，I5P为：电感值为：圈数为：求+12V圈数（和5V的比例来求）输出电压实测在13V，这是

25、因为+5V线路来比较，12V因此=11T左右就能够得到12V。其次，-12V输出上有3端稳压，整流电压需要18V。见余数应该在18T。最后计算基本线圈NP2，以最低输入约6V的正向电流来计算。下图为变压器的常数。图28回路常数的计算：之上变压器参数的计算已经完毕，基本电阻RB的求得为：（即使在最低输入电压时，也有基本电流余量能够供应）设IB（min）=0.5A时因此RB取6.8，VRS为电流检测电阻0.47的压降。输出侧整流滤波电容纹波电流，以简易的1.3倍输出电流则求得：Ir5=1.3*IO=6.5AIr5=1.3*IO=1.3AIr5=1.3*IO=0.39A在大电流输出的时候，采用多个电

26、容且联输出。在制造时的特性：之上设计以图27的线路为参考，且测定而成基础照片4为图29的特性。输出若为复数的回路时，且非能得到理想的波形，像图形d，+5V输出的电流波形被损坏，又开关三极管的特性为t=0.3us程度时，集电极损失约2.5W，全体的功率变换效率，输入为57.5W时以此方法得到的数值，想必是很好的结果。之上为照片4图29图30输出电压的定电压精度，且没有表示+5V电路完全变动，因为+12V没有完全反馈控制，使输出电流的小部分有少许不好，这种问题产生时，如图30，能够用2线检测的方法来补偿交叉调整性。可是+5V的电压精度的变化是必须去了解的。输出纹波在15mV时，在实际应用上应该为障碍，由照片g能够观测出speaknoise，若将消除commonmodenoise的电容接在金属外壳后，该有壹半的Noise可被消除。