单双极性PWM波形调制方法.docx

1、单双极性PWM波形调制方法单双极性PWM波形调制方法图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波v正弦半波N等分，可看成N个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等v用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等v宽度按正弦规律变化vSPWM波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形v要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可 图6-3 用PWM波代替正弦半波等幅PWM波和不等幅PWM波由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波v如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路和PWM整流电路输入电源是交流，得到不等幅PWM波v

2、如斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路基于面积等效原理进行控制，本质是相同的PWM电流波电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波PWM波形可等效的各种波形直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理14.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路14.2.1 计算法和调制法计算法v根据正弦波频率、幅值

3、和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形v繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化调制法v输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波v通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波v等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明: 工作时V1和V2通断互补，

4、V3和V4通断也互补 控制规律vuo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断v负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负v负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于UdvV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0v负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=UdV4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0uo总可得到Ud和零两种电平uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平图6-4 单相桥式PWM逆变电路单极性PWM控制方式（单相桥逆变）在ur和uc的交点时刻

5、控制IGBT的通断vur正半周，V1保持通，V2保持断当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud当uruc时使V4断，V3通，uo=0vur负半周，V1保持断，V2保持通当uruc时使V3断，V4通，uo=0虚线uof表示uo的基波分量图6-5 单极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式（单相桥逆变）v在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负v在ur一周期内，输出PWM波只有Ud两种电平v仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件的通断vur正负半周，对各开关器件的控制规律相同v当ur uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号v如io0，V1和V4通，如io0

6、，VD1和VD4通， uo=Ud当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制图6-6 双极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式（三相桥逆变）v三相的PWM控制公用三角波载波ucv三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120图6-7 三相桥式PWM型逆变电路U相的控制规律v当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=Ud/2v当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2v当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通

7、vuUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平vuUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0v输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成v负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成防直通死区时间v同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间v死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定v死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形14.2.2 异步调制和同步调制v载波比载波频率fc与调制信

8、号频率fr之比，N= fc / frv根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制1. 异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大同步调制同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内

9、输出脉冲数固定三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受图6-10 同步调制三相PWM波形分段同步调制(图6-11）把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优

10、点结合起来，和分段同步方式效果接近14.2.3 规则采样法按SPWM基本原理，自然采样法要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多规则采样法特点工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多图6-12 规则采样法规则采样法原理图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲

11、宽度非常接近 规则采样法计算公式推导 正弦调制信号波 式中，a称为调制度，0a1；wr为信号波角频率。从图6-12得 (6-6) 因此可得 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 (6-7)三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、dV和dW，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6-6)得 (6-8) 由式(6-7)得 (6-9) 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算14.2.4 PWM逆变电路的多重化vPWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量v

12、PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重PWM逆变电路（图6-28，图6-29)两个单元的载波信号错开180输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2，已变为单极性PWM波 图6-20 二重PWM型逆变电路 输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 图6-3 用PWM波代替正弦半波 图6-4 单相桥式PWM逆变电路 图6-5 单极性PWM控制方式波形 图6-6 双极性PWM控制方式波形 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 图6-10 同步调制三相PWM波形 图6-11 分段同步调制方式举例 图6-12 规则采样法 图6-20 二重PWM型逆变电路 图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形 图6-28 单相PWM整流电路图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图