西安科技大学运动控制系统大作业.docx

1、西安科技大学运动控制系统大作业运动控制系统期中设班级：自动化 1202学号： 1201010202姓名：刘西洋1 设计任务1.1初始条件采用晶闸管三相桥式整流，电机参数：Pnom 500kW, nnom 375r / min, U nom 750V, Inom 760 A, R 0.14 , Ce 1.82V min/ r, Ks 75 ，系统无静差。电流过载倍数 1.5 ，电流滤波时 间常数Toi 0.002s，转速滤波时间常数Ton 0.02s , Tm 0.112s，电流超调 量 i 5% ，空载启动到额定转速时的转速超调量 n 10% 。调节器输入输出 电压 Unm* Uim* Unm

2、 10V。1.2设计任务1.运用工程设计法设计 ASR和ACR，达到系统指标，得到 ASR与ACR的 结构和参数，电流环设计成典1,并取KT=0.5，转速环设计成典2系统；2.运用 MATLAB 进行仿真，得到仿真结果；3.设计硬件原理图，并用 Protel 画图；4.给出原理图上每个元件的型号与值，并说明选型依据；5.系统采用模拟电路或微处理器实现。若微处理器，说明软件流程，并写出 核心算法；2直流双闭环调速系统原理图设计2.1系统的组成为了实现在允许条件下的最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值 Idm的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量 基本不变，那么

3、，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。所以，我们希 望达到的控制：启动过程只有电流负反馈，没有转速负反馈；达到稳态转速后只 有转速负反馈，不让电流负反馈发挥作用。故而采用转速和电流两个调节器来组 成系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别在系统中起作用， 可以在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。 二者之 间实行嵌套（或称串级）连接，如图1所示。把转速调节器的输出当作电流调节 器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器 UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就组成了转速、电 流双闭环调速系统。3直流双闭环调

4、速系统调节器设计运用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。 按照设 计多环控制系统先内环后外环的一般原则， 从内环开始，逐步向外扩展。在双闭 环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统的 一个环节，再设计转速调节器。3.1获得系统设计对象在实际设计过程中，由于电流检测信号中常含有交流分量， 为了不使它影响 到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可以用一阶惯性环节 来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在 抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作 用，在给定信号通道上加入一个同

5、等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时， 使二者在时间上得到恰当的 配合，从而带来设计上的方便。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波， 因此也需要滤波，滤波时间常数用Tn表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常 数为Ton的给定滤波环节。所以直流双闭环调速系统应当增加滤波环节， 包括电流滤波、转速滤波和两图2直流双闭环调速系统的实际动态结构框图3.2数字控制的双闭环直流调速系统的设计3.2.1数字控制的双闭环直流调速系统模型系统的动态模型。数字控制的双闭环 PWM调速系统如图3所示。图3 PWM控制的双闭环调速系统的结构框图

6、3.2.2调节器的离散化参数计算1.确定时间常数1）整流装置滞后时间常数Ts。三相桥式电路的平均失控时间Ts 0.00167s电流滤波时间常数Toi。根据初始条件有Toi 0.002s。2.选择电流调节器结构根据设计要求i 5%，并保证稳态电压无差，按典型I型系统设计电流调 节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数：Wacr（S）Ki（ iS检查对电源电压的抗扰性能：TT i 0.031s 0.0042s 7.38，参照典型I型系统 动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。3.计算电流调节器参数电流反馈系数 10V 1.5I n 0.009V / A。电流调节器超前

7、时间常数：i Ti 0.031s。电流开环增益：要求i 5%时，按表3，取KT i 0.5，因此0.5 0.5 1K 119.0s T i 0.0042 s于是，ACR勺比例系数为：K iR 119 0.031 0.14Ki 0.766Ks 75 0.0094.校验近似条件电流环截止频率:ci K 119.0s 1ci满足近似条件。2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件满足近似条件。350.91s 10.112s 0.031sci3）电流环小时间常数近似处理条件 ci瘟 0.0017st0.002s 180看满足近似条件足设计要求。5.ACR的离散化。得ACR的Z域传递函数方程为:ei(k

8、) I a (k)3.2.3电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环的一个环节,忽略高次项，Wcli (s)可降阶近似为Wcli (s)近似条件:接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为 U (s)，因此电流环在转速环中应等效成Id(s) Wcii(s)Ui (s)sKi这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象， 经闭环控制后，可以近似的等效成只有较小时间常数1/Ki的一阶惯性环节324转速调节器的参数计算1.确定时间常数1） 电流环等效时间常数1Ki。根据上文中KiT i 0.5，则12T i 2 0.0042s 0.0084sKi2） 转速滤波时间常数Ton。根据初始条件Ton 0

9、.02s。3） 取转速环调节器采样周期Tsi 0.001s。4）转速环小时间常数T n。按小时间常数近似处理，取2.选择转速调节器结构按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为WASR(s)Kn( ns 1)3.计算转速调节器参数转速反馈系数 10V nN 0.027V min/r按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h 5，则ASR的超前时间常数为转速开环增益则ASR的比例系数为(h 1) CeTmKn6 0.0091.82112 10.252h RT n2 5 0.0270.140.02844.检验近似条件转速环截止频率为1）2）转速环小时间常数近似处理条件为5.ASR的离散化。得ASR的 Z

10、域传递函数方程为:10.29en(k) 0.993en(k 1)6.校核转速超调量当h 5时，查表得，n 37.6% 10%，不能满足设计要求。实际上，由于是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时， ASR退饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况计算超调量表1典型n型系统动态抗扰性能指标与参数的关系h345678910Cmax /Cb72.2%77.5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%tm片2.452.702.853.003.153.253.303.40tv/T13.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.854系统仿真运用Ma

11、tlab的Simulink来对系统进行模拟仿真。根据图2以及上面计算出 的系统参数，可以建立直流双闭环调速系统的动态仿真模型， 如图4所示。系统 运行，得到系统电流和转速的仿真曲线，分别如图 5、6 7所示。图5理想空载条件下的仿真曲线Q a | 回I 3 |管自0PP翁諳|日fl携 图6负载电流为300A是的仿真曲线E3纸叩巴 丨。丨回II瑶嘗坦|色炉01外IS IS日嗥 些图7额定负载是的仿真曲线4.1仿真结果分析直流双闭环调速系统突加给定电压 U n时由静止状态起动时，转速和电流的 动态过程图如图57所示。由于在起动过程中转速调节器 ASR经历了不饱和、 饱和、退饱和三种情况。5软件设计

12、调速系统的软件设计由三部分组成：主程序、初始化程序和中断服务子程序。 下面将介绍各部分程序的流程图。5.1主程序主程序完成实时性要求不高的功能， 完成系统初始化后，实现键盘处理、刷新处理与上位计算机和其他外设通信等功能。如图 8.1所示5.2初始化子程序初始化程序主要完成硬件器件工作方式的设定、系统运行参数和变量的初始 化等。其流程图如图8.2所示。5.3中断服务子程序中断服务子程序主要完成实时性强的功能，如故障保护、 PWM生成、状态 检测和数字PI调节等。中断服务子程序由相应的中断源提出申请， CPU实时响 应。它包括了三种中断服务，其中转速调节中断服务子程序流程图如图 9.1所示,电流调

13、节中断服务子程序流程图如图 9.2所示，故障保护中断服务子程序流程图 如图9.3所示好那么在后面的软件设计中，将要对模拟 PI调节器进行数字化，再分析对通用 定时器、比较单元、增量式光电编码器接口与捕获单元等功能模块进行介绍和分 析。5.4数字PI调节器的微机实现方法在3.3小节中，已经设计好了数字式转速和电流调节器。只要根据上面的程 序流程图，再利用计算好的差分方程，将其运用到算法中便可实现，双闭环直流 调速系统的计算机控制方法。程序设计如下：void Pl_n(void) 转速调节输出Error=volt -Feed_ n*speed;Pout=Kp_ n*(Error-LastError

14、_n);lout=Ki_n*Error*0.01;Asr_out=LastOut_ n+Pout+lout;LastError_ n=Error;LastOut_ n= Asr_out;if(Asr_out10) Asr_out=10;5.5 PWM 算法MSP430 系列单片机的 Timer 结构复杂，功能强大，适合应用于工业控制， 如数字化电机控制， 电表和手持式仪表的理想配置。 它给开发人员提供了较多灵 活的选择余地。当 PWM 不需要修改占空比和时间时， TimerA 能自动输出 PWM ， 而不需利用中断维持PWM输出。MSP430F149单片机内部含有两个定时器，TA 和 TB；T

15、A 有三个模块， CCR0-CCR2；TB 含有 CCR0-CCR67 个模块；其中 CCR0 模块不能完整的输出 PWM 波形(只有三种输出模式可用 );TA 可以输出完整的 2 路PWM波形；TB可以输出6路完整的PWM波形。定时器 4种计数模式：停止、增计数、连续计数、增减计数。定时器的 PWM 输出 8 种模式：输出模式 0输出模式：输出信号 OUTx 由每个捕获 /比较模块的控制寄存器 CCTLx中的OUTx位定义，并在写入该寄存器后立即更新。最终位OUTx直通。输出模式1置位模式：输出信号在TAR等于CCRx时置位，并保持置位到 定时器复位或选择另一种输出模式为止。输出模式2 PW

16、M翻转/复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时翻转，当 TAR的值等于CCR0时复位。输出模式3PWM置位/复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时置位，当 TAR的值等于CCR0时复位。输出模式4翻转模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时翻转，输出周期 是定时器周期的 2 倍。输出模式5复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时复位，并保持低电平 直到选择另一种输出模式。输出模式6PWM翻转/置位模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时翻转， 当TAR值等于CCR0时置位。输出模式7PWM复位/置位模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时复位， 当TAR的值等于CCR0时置位。定时器 B

17、在增减模式下输出：图10定时器增减模式下输出死区时间二计数时钟周期 (TBCLA -TBCL1)PWM程序设计：定时器B初始化：TBCTL|=CNTL_3+TBSSEL_2+ID_3+MC_3+TBCLR+TBIE; 定时器输出PWM，清除TBCCTL1|=0UTM0D_6; 选择模式 6TBCCTL2|=OUTMOD_2; 选择模式 2TBCCR0=50; /PWM 周期在主函数中只需给定 TBCCR0和TBCCR1，单片机的P4.0和P4.1就会按照给定输出PWM波。6硬件电路设计1.主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的开关管MOSFET构成H型双极式控制可逆PWM变换器；

18、2.速度调节器和电流调节器采用数字 PI调节器；3.主电源：可以选择三相交流 380V供电，经变压器和二极管整流后得到直 流电；4.控制电路：采用MSP430F149单片机；5.驱动电路：采用两个IR2110驱动四个MOSFET管；6.保护电路：采用电压互感器，检测电压；7.转速反馈和电流反馈：转速检测用光电编码器，电流检测采用电流互感6.1主电路设计主电路的设计：主电路输入为380V交流电压，经过变压器再由6个二极管构成三相整流桥，主电路参数计算包括滤波电容计算、功率开关管 MOSFET的选择及各种保护装置的计算和选择等。根据题设要求设置开关频率为 10KHZ，由于电机功率为744.2KW较

19、大，考虑到泵升电压的因素，所以选择滤波电容为 220uF。图12 主电路6.2驱动电路该驱动电路采用了 IR2110集成芯片，该集成电路具有较强的驱动能力和保 护功能。（1）IR2110引脚功能：引脚1（L0）与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端，使用中，分别通过一电阻接主电路中下上通道 MOSFET的栅极。引脚2 （COM）：下通道MOSFET驱动输出参考地端，使用中，与引脚 13 （VHH）直接相连，同时接主电路桥臂下通道 MOSFET的源极。引脚3（ VCC）：直接接用户提供的输出极电源正极，并且通过一个较高品 质的电容接引脚2。引脚5（Vs）：上通道MOSFE

20、T驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路 中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。引脚6（ VB）：通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚 3的高反压快恢复二 极管，与用户提供的输出极电源相连，对VCC的参数要求为大于或等于 一0.5V， 而小于或等于+20V。引脚9（ VDD）：芯片输入级工作电源端，使用中，接用户为该芯片工作提 供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地， 该端可与引脚 3（VCC）使用同一电源，也可以分开使用两个独立的电源。引脚10（ HIN）与引脚12（ LIN）：驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率 MOS 器件的驱动脉冲信号输入端。应用中，接用户脉冲形成部分的对

21、应两路输出， 对 此两个信号的限制为 VHH -0.5V至VCC+0.5V ,这里VHH与VCC分别为连接到 IR2110的引脚13（ VHH ）与引脚9（ VDD ）端的电压值。引脚11（SD）：保护信号输入端，当该引脚为高电平时，IR2110的输出信 号全部被封锁，其对应的输出端恒为低电平，而当该端接低电平时，则 IR2110 的输出跟随引脚10与12而变化。引脚13 （VHH）：芯片工作参考地端，使用中，直接与供电电源地端相连， 所有去耦电容的一端应接该端，同时与引脚 2直接相连。引脚8、引脚14、引脚4:为空引脚。如下图所示图13 IR2110接线图IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰

22、CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端 输出通道；逻辑输入与标准的 CMOS 输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工 作电压可达500V，du/dt= 50V/ns在15V下的静态功耗仅有1.6mW;输出的栅 极驱动电压范围为1020V,逻辑电源电压范围为 515V，逻辑电源地电压偏 移范围为5V+ 5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压 锁定。推挽式驱动输出峰值电流2A负载为1000pF时，开关时间典型值为25n& 两路匹配传输导通延时为120ns,关断延时为94ns。IR2110的脚10可以承受2A 的反向电流。6.3转速检测：光电编码器 转速检测回路利用光电编码器将

23、转速直接转换成数字信号送入单片机进行处 理。 编码器是把角位移或直线位移转换成电信号的一种装置。前者成为码盘， 后者称码尺 按照读出方式编码器可以分为接触式和非接触式两种 接触式采用 电刷输出，一电刷接触导电区或绝缘区来表示代码的状态是 “1还”是“0;”非接触 式的接受敏感元件是光敏元件或磁敏元件， 采用光敏元件时以透光区和不透光区 来表示代码的状态是 “1还”是 “0。”增量式光电编码器的工作原理是是由旋转轴转动带动在径向有均匀窄缝的 主光栅码盘旋转， 在主光栅码盘的上面有与其平行的鉴向盘， 在鉴向盘上有两条 彼此错开 90 度相位的窄缝，并分别有光敏二极管接收主光栅码盘透过来的信号。 工

24、作时，鉴向盘不动，主光栅码盘随转子旋转， 光源经透镜平行射向主光栅码盘， 通过主光栅码盘和鉴向盘后由光敏二极管接收相位差 90 度的近似正弦信号，再 由逻辑电路形成转向信号和计数脉冲信号。 为了获得绝对位置角， 在增量式光电 编码器有零位脉冲，即主光栅每旋转一周，输出一个零位脉冲，使位置角清零。 利用增量式光电编码器可以检测电机的速度。转速检测的精度和快速性对电机调速系统的静、动态性能影响极大。为了在 较宽的速度范围内获得高精度和快速的数字测速， 本设计使用每转 100线的光电 编码器作为转速传感器，它产生的测速脉冲频率与电机转速有固定的比列关系， 单片机对该频率信号采用 M 法测速处理。本设

25、计中，用单片机定时器捕捉端口的电平跳变并计数，定时产生中断并计 算转速：转速 =60 计数值 /Z /TC6.4电流检测：电流互感器 用于直流电流量值变换的互感器。它利用铁心线圈中铁心受直流和交流电流共 同磁化时的非线性和非对称性， 通过整流电路， 将通过线圈的直流大电流按匝数 反比变换成直流小电流。在本设计中采用变比为400:5的电流互感器(LMZJ1 -400/5)。在经过单片机A/D 转换采集端口电压，再经换算得到实际电流：实际电流 =端口电压 X80。6.5保护电路：电压互感器、熔断器 在系统中，过高的泵升电压将超过电力电子器件的耐压限制值。在大容量 或负载有较大惯量的系统中， 不可能

26、只靠电容器来限制电压， 使用开关器件控制 能量释放回路， 当测得的电压大于泵升电压最大值， 单片机控制辅助开关器件开 通，使制动过程中多余的动能以铜耗的形式消耗在放电电阻 R10 中。还有在突 加交流电源时，大电容滤波电容 C 相当于短路，会产生很大的充电电流，容易 损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻 R11。合上电源后，经过延时或直流电压达到一定值时，闭合接触器触点 K2把电阻 R11 短路，以避免在运行中附加损耗。在变压器原边使用熔断器作保护电 路。电压互感器工作原理与变压器相同，基本结构也是铁心和原、副绕组。特点 是容量很小且比较恒定， 正常运行时接近于

27、空载状态。 其本身的阻抗很小， 一旦 副边发生短路， 电流将急剧增长而烧毁线圈。 为此，电压互感器的原边接有熔断 器，副边可靠接地，以免原、副边绝缘损毁时，副边出现对地高电位而造成人身 和设备事故。在本设计中采用变比为 100：1 的电压互感器检测泵升电压。在经过单片机 A/D 转换采集端口电压， 再经换算得到实际电压。 当实际电压大于最大泵升电压 时，单片机控制开关器件 MOSFET 开通。如下图所示：图14保护电路6.6主电路参数计算6.6.1 变压器二次侧电压U的计算U2是一个重要的参数，一般可按下式计算，即:U2 = (11.2)式中:A-理想情况下，a =0整流电压Udo与二次电压U

28、2之比，即A=Udo/U2； B- 延迟角为a时输出电压Ud与Udo之比，即B=Ud/Udo；-电网波动系数；11.2 虑各种因数的安全系数；根据设计要求，由手册查得 A=2.34;取b = 0； a角考虑10裕量，贝U B= cos a = 0.985U2 (1 1.2)750 (2.34 0.9 0.985) 362 434(V)取U2 400V ,所以变压器变比 K U1/U2 380 /400 0.95。6.6.2 一次、二次相电流丨1、丨2的计算整流变压器一次、二次相电流与负载电路Id之比分别为：Ki1 11/ldKi2 b/ld考虑变压器的励磁电流时，I1应乘以1.05左右的倍数，

29、即：I1 1.05(Kn*I d)/K对于三相全控整流电路KI1 0.816， Kl2 0.816，可得：Kd 0.816 76011-1.05 - 1.05 - 685.4AK 0.9512-Kl2ld- 0.816 760 - 620.2A6.6.3变压器容量的计算S1 口切山 3 380 685.4 781.36KVAS1 m2U2I2 3 380 620.2 707.03KVAS 0.5 S S2 0.5(781.36 707.03 744.2KVA式中mi、m2 -一次侧与二次侧绕组的相数;对于三相全控桥整流电路 mi=3, m2=3。6.6.4晶闸管参数计算晶闸管实际承受的最大峰值

30、电压 Um,并考虑(23)倍的安全裕量，参照 标准晶闸管电压等级，即可确定晶闸管的额定电压 Utn，即Utn= (23) Um在三相全控桥式整流电路，每个晶闸管所承受的最大峰值电压为 Um 6U2 ,则Utn (23)Um (23).6U2 (23)、.6 400 1959.6 2939.4(V)这里取Utn 2500V。选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值 TNI大于实际流过管子电流最大有效值 TI，即：1 TN 1-57 1 T(AV) t考虑到1.52倍的裕量，得:It(av) (1.5 2)K Id (1.52)Kln (1.5 2) 0.95 760 1083 1444(A)取 It 1200A。6.6.5平波电抗器的设计为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙 的铁心电抗器Ld，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知 的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。电动机电感量Ld(单位为mH )可按下式计算：-2議 103式中Ud、Id、n 直流电动机电压、电流和转速