基于UC2844的单端反激电源原理及波形.docx

1、基于UC2844的单端反激电源原理及波形单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压 工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3

2、844内部框图如下 工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路 尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30k，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。CH1:VDD5电压 CH2:+5V电压 CH3:U31 pin6 CH4：U31 Pin7光耦的负

3、压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。SIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因

4、此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动 CH4：+15V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时（2个二极管压降为0.7V*2），电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。当Pin1电压小于4.4V时，

5、电流取样比较器“-”端电压=（Vcom -1.4）/3。CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动 CH4：+15VCH1:电流检测电阻上的电压 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始上升，驱动持续时间比较长（10uS左右）启动时的第二个脉冲观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从0开始上升，也就是说开关管的电流不是从0开始，所以此时电路工作在CCM（电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个R

6、C滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加RC滤波的原 b因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFET每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET，导致MOSFET电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET电流采样电阻上的波形，SIZE-D驱动板） 120V输入电压，最大尖峰411mV 300

7、V输入电压，最大尖峰730mV （2）在CCM（电流连续模式）状态下，初级侧MOSFET开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车24V输入驱动板），此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。在DCM（电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET开通时没有电流尖峰。CH1：电流采样电阻上的电压 CH2：UC2844 Pin3CCM，电流采样电阻上的尖峰 DCM，电流采样电阻的波形无尖峰 关于二极管反向恢复的详细讲解请参考增加RC滤波的影响：滤

8、波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏。经验案例参考：（2）Pin1电压下降主反馈（+15V）电压达到11.5V时，UC2844 Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17 Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通（管压降1.0V），Vce电压下降（即UC2844 Pin1电压下降） 注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工

9、作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明CH1：UC2844 Pin1 CH2:U17 Pin1 CH3:U17 Pin2 CH4:+15V随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动 CH4：+15V（3）稳态时的波形CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动 CH4：+

10、15V稳定工作时Pin1为1.76V，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为（1.76-1.4）/3=120mV。从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图（Ver：0）与SIZE-D的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最

11、大值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。新制动单元波形CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH3：UC2844 Pin6SIZE-D波形 CH1：UC2844 Pin7（Vcc）通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V），因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源V

12、cc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，VCC电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc电压）（2）为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同1 新制动单元UC2844的 Vcc滤波电容为47uF，SIZE-D则为220uF。这样在UC2844启动之前，SIZE-D的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。2 新制动单元驱动电阻为10，SIZE-D为100，两者MOS管型号不同，但其输入电容Ciss相同，因

13、此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。3 变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10，SIZE-D为36，新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。综上，针对（1）、（2）做对比试验(1) 针对Vcc滤波电容试验的波形如下新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为13.3V。SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为12.9V，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。原因：

14、MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1：UC2844 Pin1 CH2：UC2844 Pin3 CH3：MOS驱动从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR为200400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流IC完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC

15、2844 Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级IC很小，当主反馈电压偏高时，光耦IF增大，使得初、次级满足IF*CTRIC，光耦饱和导通。UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）（1）加电阻2k，稳态时波形如下，UC2844 Pin1电压在2.48V左右

16、CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动（2）加电阻4.7k，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS驱动 CH3：UC2844 Pin1（3）未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mVCH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS驱动 CH3：UC2844 Pin1三、 电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。1、开关电源1启动波形（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。

17、由于输入电压只有24V，变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰CH1：电流检测电阻电压 CH2：Isense电压2、稳态时的波形（DCM）由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49VCH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度

18、大，频率低（f=1/(2*LC)），引起谐振的过程如下：（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。（2）当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压（输入电压Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅

19、度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1：MOS管电压 CH3：+17U整流二极管电压3、CCM状态电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大， MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压 由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联

20、的4个电阻。开关电源1 MOS管RCD吸收电路从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间， Vds电压上升到电源电压与反射电压之和（即Vin+Vr），此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。CH1：D30电压 CH3：MOS管电压Vds 稳态时（DCM状态）D30波形 左图红框展开波形电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通CH1：D30电压 CH3：电容C71两端电压 关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件4、开关电源2反馈电

21、路（1）TL431等效电路图如下电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流IF变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA，最低0

22、.95mACH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） MATH：CH1-CH2(R150压降)CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：MOS驱动 （2）电源启动时反馈电路波形Vka有一个电压下降的点，此时主反馈电压还未达到5V，TL431还未开始工作；电阻R150压降218mV，则TL431电流IKA为0.46mA，光耦U22二极管压降0.85V，未导通；之后IKA开始显著增加主反馈电压达到5V时，TL431开始工作，光耦U22初级侧导通，二极管压降为1V，次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV，则TL

23、431电流IKA为1mACH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降)启动时波形Vka有一个电压下降的点，此时电阻R150压降218mVCH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降)主反馈电压达到5V时，光耦U22次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mVCH1：U22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)CH1：U

24、22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)Vka有一个电压下降的点，此时光耦U22二极管压降0.85V光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V对比看开关电源1反馈电路启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时，光耦初级侧就开始有电流CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（Vka） CH3：U8 Pin4（幅值不准）启动时波形从TL431的内部等效图可以看出，当参考输入端电

25、压低于2.5V时，IKA可以认为是零，而+17U-电压为10V时，TL431参考端电压远低于2.5V，那么流过光耦初级侧的电流从哪里来？唯一的路径就是经过R55、C85，再到R57。验证过程如下：开关电源输入端不供电，用稳压源给+17U-/-8U-供电，量测如下电压波形（1）稳压源供电5V，R55上最高有1.5V的电压，电流最高0.45mA；R54上最高有0.92V的电压，电流最高0.46mA，即电流全部流过R55、C85，此时光耦二极管未导通CH1：R55右端 Ch2：R55左端 Math：CH1-CH2（R55电压）R55上的电压波形CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1

26、-CH2（R54电压）R54上的电压波形（2）稳压源供电10V，R55上最高有3.1V的电压，电流最高0.94mA；R54上最高有1.95V的电压，电流最高0.97mA。电流全部流过R55、C85CH1：R55右端 Ch2：R55左端 Math：CH1-CH2（R55电压）R55上的电压波形CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1-CH2（R54电压）R54上的电压波形 （3）去掉C85，稳压源10V供电，R54基本没有电压降（尖峰处是因为机械开关的抖动）CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1-CH2（R54电压）从以上实验可以看出，开关电源启动时，由于C85

27、的存在，主反馈电压升高到10V时，经过R54、R53/U8、R55给C85充电，导致U8初级侧有电流，引起次级侧电压波动。去掉C85后给开关电源1输入供电，启动时波形如下，可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（VKA） CH3：U8 Pin4CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（VKA） CH3：U8 Pin4 从上图可以看出去掉C85后，当主反馈电压达到5V，TL431开始工作时VKA有明显的抖动，造成光耦次级侧电压波动较大，这样会导致整个电压反馈环路的不稳定，输出电压波动较大，这样C85在电路中的作用也体现出来了，就是用来做环路补偿的。关于环路补偿的详细分析请参考如下附件