三相单位功率因数acdc转换器pfc的双隔离的.docx

1、三相单位功率因数acdc转换器pfc的双隔离的三相单位功率因数AC / DC转换器PFC的双隔离的DC / DC的电池充电器 J. Herminjard, EIVD-LEP, CH-1401 Yverdon ：+410244 232 272 / ：+410244 250 050 C. Zimmermann, EPFL-DE-LEI, CH-1015 Lausanne R. Monnier, R+D Leclanch SA, CH-1401 Yverdon关键词电池充电器，控制，转换电路，数字信号处理器，效率，谐波，高频电源，转换器，功率因数校正，电源质量，仿真，三相系统。一 摘要在这篇文章中的

2、开展和实现一个8千瓦的功率因数校正电池充电器PFC的描绘。该转换器分为两局部：第一局部是一个基于“维也纳的AC / DC转换器以及基于“维也纳的拓扑和700V的中点连线1控制输出电压，2那个第二局部由两个DC，有电气隔离和并行输出DC转换器。输出电流和电压可控制的范围0 - 28安培及0 - 280伏特。不断增长的电动汽车的电池充电器高效率的需求，低电源电流的谐波失真减少了重量和体积。为此，两个高校和电池制造商已经意识到了8千瓦的统一充电器原型功率因数和三相正弦电流。图1.1显示了实现安装的主要局部。由于有两种控制只有三个控制半导体中间电压的可能性， “维也纳拓扑构造1和2是用来实现选择交流/

3、直流转换器。这局部是在Yverdon - les - Bains的功率电磁学实验楼C. Yechouroun教授的EIVD学院实验室科特迪瓦工程师协会设计和实现的。这两个工作在30KHz的DC / DC开关形式转换器生成隔离整流输出的电池电流。这局部是工业实验室瑞士联邦技术洛桑洛桑联邦理工学院研究所鲁弗教授在工业伙伴Leclanch SA, Yverdon-les-Bains的帮助下实现的。 图 1.1：安装的全球方案二 AC / DC变换器“维也纳2.1电路如图2.1所示AC / DC变换器“维也纳。该电路绘制在电源电压400V/50Hz的三相正弦相电流，并产生两个可控中间电压为350V的U

4、Z1和UZ2。可只有在两个输出电压总和高于峰值线到线主电压时才能实现输入电流控制。 图 2.1：AC / DC变换器“维也纳2.2中间直流电压控制这两个中间直流电压控制必须遵循他们的参考并在第二阶段与三个电源电流消耗保持正弦。在我们的应用程序的两个电压基准是一样的。图2.2代表了两个建议的中间电压控制电路。学习“维也纳转换器的表现方式图2.1，我们可以找到以下两个事实：假如相应的晶体管处于关闭状态，对电容C1的负载电流i+提供了阳极的所有主要趋势。假如相应的晶体管处于关闭状态，对电容C2的负载电流i-提供了阴极的所有主要趋势。 图2.2：中级电压控制电路让我们假定，对uz1电压控制输出给出了基

5、准IC+，uz1低于其参考。电压控制图2.2 1第一块将作出反响，增加对当前由主要的一切积极电流之规定的I+的参考，但只有相应的晶体管处于关闭状态。我们知道，增加的主要电流的晶体管应该大局部时间翻开，但是这导致电流I +减少。这和之前所需的控制是矛盾的。要解决这个问题，我们只是互换了两个稳压器提供的两个电流第一块。第二块只给出了其主要电压的三相阴极局部，第三块为主要电压的三相阳极局部。用这两个区块的产出总和使三相电流调节正弦参考的三个阶段进展第四块。NCP3063和宽容波段电流控制器，使AC / DC变换器汲取正确的五个模块的功能。 2.1 2.2其中H代表了电流控制滞后。考虑到转换器的输入功

6、率等于输出功率，在下面的等式2.3可以得出： I+= (2.3 ) 和：Un =名义有效主电压，In=名义有效主电流. 对于目前的Ii中的小变化，假设uz1几乎保持在这段时间内就可以写成常数： (2.4)其中我们表达了电压uz1在方程2.5的变化 (2.5)随着时间不断的负荷：图2.3显示了两个PI中一个获取中间直流电压控制回路的框图 图 2.3：直流电压控制图在此图中，我们区分的电压调节器第一块，再由一个小的时间常数为蓝本的电流控制闭环传递函数Tp简化第二块，第三块代表输入和输出之间的电流表达式2.4倍，最后是荷载传递函数第四块。ich代表了负载电流的变化。钛的Tn和Ti取决于3参数：Tp是

7、一个小的时间常数的电流控制模型，T = RnC是一次负载的常数。2.3模拟和测量 是否允许仿真是看符不符合理论开展中充分的测量4。图2.4a显示了从主要在固定操作的400V和对称的2 4千瓦负荷得出的三个电流模拟。图2.4b的方法，提出有利的5.5千瓦的输出功率。a模拟 b测量 图 2.4：三阶段从主电流得出的电流波形2.3.2电压控制环阶跃响应图2.5a显示了后一步骤的参考电压uz1的波形。图2.5b是后50负荷突然减少的电压uz1的变化。仿真参数 1参考步骤 二负载阶跃 图 2.5：电压控制图2.6测量结果说明了输出电压的阶跃响应 2.4结论这项研究已获准开发一个原始电压控制，甚至允许开发

8、非对称的输出电压和负载。请注意，对于我们的应用一个对称电压是需求的。模拟和测量的结果证实了提出交流/直流转换器控制的有效性。这个获取的转换效率是高的= 0,96。三 直流/直流转换器3.1说明直流/直流转换器的两个转移渠道功率8KW直流/直流转换器图3.1必须可以提供280伏特的电压28安培的电流，以不断充电电池。两个阶段的转换器的作用是使逆变器的输入串联和整流器的输出并行。条件：通过了对半导体的击穿电压降低2倍较少电磁辐射干扰EMI除了iL1和 iL2之外的目前波纹iL是通过180.旋转减少的=30kHz 60kHz 120kHz 图 3.1直流/直流转换器根本电路构造的电压和电流波形开关的

9、固定频率为30kHz，以配合如今市场上的平面变压器，允许的数量和转换器的被动元件的重量大大减少。如此高频率的进一步的优点是无声. 第四代高速IGBT适用于逆变器(IRG4PC50UD, VCES=600V,VCE(on)=1,65V, IC=27A, TO-247).由于两个逆变器成90 图3.1，两个用于两相移变压器的电流驱动，也转移了90。30kHz的脉冲频率由iL1 和 iL2整流后成为60kHz，实现了180度的转变。这两个目前已为120千赫频率以外的信号将减少iL的电流纹波。这种转换器的运行方法最大限度地减少了所需的滤波电容值长。从理论上说，在正常运行的两个电压值ud1和ud2将取决

10、于对线性脉冲宽度图3.1介于0和，根据公式 (3.1)另一方面，对于小的负荷，电感L1的纹波电流大于目前所要求的连续负载。这将导致不连续导通形式，输出电压会比公式3.1计算的高。此外，该电路将其组成松散的模块5。在现实生活中，控制转换器的输出电压不依赖于内部电阻和负。这个内阻包括作为从变压器第二面的电阻和滤波电感变压器的电阻。转换器的内阻是 3.2在同时进展两个转换器RDC的总内阻是29m。整个转换器产生的电压很低，因此，可以考虑作为一个理想电压源此转换器。3.2 电池的控制要求铅酸蓄电池的收费原那么是基于电流和电压的限制，如图表所示。显然，调节电流和电压是必要的。 图 3.2：关系电流和电压

11、充电过程每个直流/直流转换器是并联分开控制的。第一个转换器图3.3，控制参数的计算方法是伪连续模型。然后，这些参数都被应用到第二位。 图 3.3：系统控制的第一次DC/ DC转换器的负载从图3.3电路按照下面的两个公式： (3.3) (3.4)结合这些方程和运用拉普拉斯变换给出： (3.5)从3.5的传递函数可以得出：(3.6)人们可以找到一个谐振电路的阻尼在负载电阻上的依赖。在我们的例子中这种阻力是铷，电池的内阻。所使用的铅酸蓄电池的额定电压Ub是180V，低内阻Rb约1。由Simplorer数值模拟说明，与我们的电动值RDC1=58m; =110F的iL1输入电压反响后ud1&速度加快且稳

12、定了。所以假如RbC由非常低的时间常数RDC1和2Rb组成，这个系统可以通过一个简单的近似RL的电路。在这种情况下，传递函数3.6可以近似成 (3.7)如今将我们控制系统的程度减少到一个，并计算3.8中由转换器和电池内阻而定的主导时间常数TL。 (3.8)增益也取决于这两个电阻 (3.9)当前控制器GRi(s)的标注方式是经典的。由于该系统的程度，也是我们选择了以下PI控制器的传递函数： (3.10)同时电流调节器Tni赔偿到我们的时间系统TL1。积分时间常数的调节获得于： (3.11)这里的总系统增益Ki是驱动Kcmi以及系统Ksi造成的： (3.12)时间常数是所有的控制回路，包括时间常数

13、有关的PWM调制器，采样时间控制器的常数，也是时间的测量常数的总和6。在闭环回路，这个电流控制电路的传输函数可以通过一个等效时间常数Tei交换。 (3.13)电压调节器Gru(s)重合了两个电流控制器。它的输出仅限于最长的电池充电电流IcBat，图3.4给出了两个电流参考iL1c和iL2c。当输出电压Uout到达 当输出电压Uout到达目前的参考值UC时将缓慢下降，直到到达泄漏的电池电流值。输出电压的变化非常缓慢，因为该系统控制Gsu(s)是没有任何动力电池的要求。这就是为什么电压调节器是一个具有较大时间常数的积分。图3.4显示了闭环控制电路的功能方案。我们认为，围绕稳定工作点的只是小的变化。

14、因此，不断电池电压的UB是不显示的。该电压调节GRc(s)是在电压基准uoutc和输出电压uout之间的错误，并且输出是当前的参考分为两个等价iL1c和iL2c。两个内部电流调节器GRi1s和GRi2s在并行工作，他们分别控制iL1和 iL2。 图 3.4电压和电流控制成套电路3.3 测的输出电流阶跃响应为了验证控制系统，我们在申请了加强当前步骤的2A。下面的测量图3.5，显示了当前的输出电流响应时间的700s 图3.5：输出电流输出电流阶跃响应3.4结论对于当前的控制器模型是正确的，计算的参数都可以使用。继续输出的电流和电压纹波很低。使用直流转换器设计满足了高效率= 0.93和低体重的要求。

15、四 实现的电池充电器原型图4.1显示了实现的电池充电器原型，三相功率因数AC / DC转换器PFC和1组双隔离DC / DC开关形式转换器。每个转换器的控制是由容易可编程浮点DSP与快速的A / D转换器和一个快速链接到主机PC卡构成的，以便在线检测和监视的可能性。对电池的充电电流和电压，也可以修改任何前面板上的电位的参考文献。在DSP卡，一个大的FPGA电路被使用，7是其中调制功能施行。 图4.1：三相单位功率因数AC / DC变换器与双直流器PFC/ DC转换器为原型电池充电。在AC / DC变换器采用400V主电压进展绘制正弦同相的电流，并且DC转换器的输出是完全可控的电压和电流高达28

16、安培及280伏特。安装效率到达= 0,90。参考文献1. J.W. Kolar, F.C. Zach: A Novel Three-Phase Tree-Switch Tree Level Unity Power Factor PWM Rectifier,Proceedings of the 28th Power Conference, Nrnberg, Germany, June 28-30. pp. 125-138 (1994)2. J.W. Kolar, U. Drofenik, F.C. Zach, DC Link Voltage Balancing of a Three-Phase/

17、Switch/Level PWM(VIENNA) Rectifier by Modified Hysteresis Input Current Control, Proceedings of the Power Converson Conference, pp. 443-465 (June 1995)3. H. Bhler, Electronique de rglage et de commande, Trait dElectricit, Presses polytechniques romandes,Lausanne 19876. H. Bhler, Rglage des systmes dlectronique de puissance, Volume 1, Presses polytechniques romandes, Lausanne 1997