LC谐振放大器宾峰 叶永雄 饶学良DOC.docx

1、LC谐振放大器宾峰 叶永雄 饶学良DOCLC谐振放大器（D题）摘要：本作品由衰减器、LC并联谐振选频网络、固定增益放大电路和自动增益控制电路四个模块组成。衰减器由精密电阻构成的型衰减网络，各放大器模块之间采用电容耦合，可达到消除前级的零漂对后级的影响，LC并联谐振电路由自绕线圈构成的电感和槽路电容组成，并通过微调磁芯使其谐振频率尽量靠近15MHZ。在三级LC并联单谐调回路中间加AD8061作跟随器，实现前后级的阻抗匹配。前级固定增益放大电路由三极管搭建的共射级放大电路构成,后级固定增益放大电路由集成芯片OPA355构成，自动增益控制电路由AGC三极管构成。放大器所用直流稳压电源采用自制串联型线

2、性电源，合理PCB布局减少板载电容，并采用多级滤波，减少电源纹波对输入小信号的影响及抑制放大器噪声，提高了系统稳定性。关键词:LC并联谐振、中周、AD8061、OPA355、自动增益控制、串联型线性电源 目录LC谐振放大器（D题） 11、方案比较与选择 11.1 衰减器设计 11.2 LC谐振放大器设计 11.3 自动增益控制（AGC）设计 11.4 系统整体方案 22、理论分析计算 22.1带宽和矩形系数 22.2静态工作点设置 32.3谐振增益 52.4自动增益控制 53、系统电路设计 63.1衰减器设计 63.2 LC选频放大器 73.3前级固定增益电路设计 83.4后级固定增益电路设计

3、 83.5电源设计 94、测试方案与测试结果 91、测试仪器 92、测试方案和测试结果 9（）-3dB带宽测试 9（2） 最大不失真输出电压测试 10（3）功耗测试 10（4）AGC测试 10(5) 衰减器衰减量测试 11(6) 矩形系数测试 11(7) 最大放大倍数 115、总结 116、参考文献 12附件A 系统电路图 13 1、方案比较与选择1.1 衰减器设计 方案一:增益可控运放。增益可控运放的衰减量由加在其增益控制端口的参考电压决定，而这个参考电压可接入一个固定电压达到衰减固定的增益。因此其衰减量的精度很高，且不受前后级输入输出阻抗的影响。但是，对于50uv输出而且工作在大于15M频

4、率的工作条件而言，运放噪声很大，衰减量也难以达到40dB,典型的低噪声可控增益运放AD603的输出失调电压有20mv,最大衰减量只有10dB,衰减40dB将需要级联。 方案二:型电阻衰减网络。型电阻衰减网络可由精密电阻搭建，电路搭建非常简单，其增益误差主要由电阻的精度决定。这种电阻网络温漂小，噪声也比较低，输入输出阻抗比较稳定，工作频率动态范围大。另外，使用电阻搭建的衰减网络性价比高。唯一缺点就是其衰减量受负载阻抗影响比较大。 综合考虑温漂、精密度、稳定性、噪声、电路简易程度、对后级干扰和性价比等因素后，我们选择型电阻衰减网络来实现衰减器的设计。1.2 LC谐振放大器设计 方案一:全部采用分立

5、元件实现LC谐振放大器,并用三级级联的方法实现增益80dB。单级谐振放大器容易搭建，但是三级级联容易出问题，比如产生自激，各级静态工作点也难以调试，三级的中心频率的处理都不好把握，考虑之前没有相关高频调试经验，时间不足，故放弃该方案。 方案二：采用三级分立元件实现LC选频网络，LC选频网络级与级间用一个AD8061作跟随器，最后一级采用OPA355集成芯片作后级放大。跟随器可以很好地隔离前后级三极管静态工作点的相互影响，且AD8061可以3.6V供电，实测AD8061在3.6V工作下静态电流为5mA,功耗能满足要求，参考芯片手册，在放大五倍的情况下，3dB带宽50MHZ，带宽满足要求，可行性高

6、，故采用此方案。 方案三：LC谐振选频网络采用集成芯片，不足的增益部分采用集成芯片OPA355放大。如收音机用的集成芯片MC1590G，通过外接电感和电容，可以设定谐振频率，通频带和矩形系数均能满足要求，但最大缺点是供电电压必须在9V以上，不满足3.6V供电的要求，所以放弃该方案。 方案四：采用一级或两级分立元件实现LC选频网络，不足增益部分采用集成芯片OPA355作放大。优点是可以大大减少分立元件的调试难度，但缺点是非谐振频率衰减量过小，3dB带宽大于300KHZ，矩形系数也比较大,不满足题目要求故放弃。 除第三方案，其他方案都实际测试过，方案二和方案三相差不大,但方案三可以更好地满足-3d

7、B的带宽要求,并且有更小的矩形系数,最终根据测试结果和题目要求，选择方案二。1.3 自动增益控制（AGC）设计方案一：采用AGC三极管3DG79B3多级级联控制输出电压在一定范围内。3三极管是正向自动增益控制高频低噪声晶体管，其特性是输入信号在一定的范围内,当输入信号增大时,基级电流将增大,基集电流增大将导致射集电流增大,射集电流增大反过来减少三极管的放大倍数,所以最终的输出信号能保持一定的稳定性,优点是电路搭建简单,缺点是要反复测试和比较AGC三极管的基集电压和射集电流对AGC三极管放大倍数的影响,以确保AGC三极管的静态工作点处于自动增益的工作范围内。 方案二：从变压器的次级线圈引入一负反

8、馈电阻至三极管的基集。反馈量的大小由电阻的大小决定，即输出电压的幅度值由该负反馈电阻大小决定，电路简单，但稳定性差，输入电压控制范围小，若电阻阻值取得不当很可能引起震荡，增加了电路的调试难度。 方案三：采用集成芯片AD8367作AGC。该芯片在理论上输入信号控制范围为2.31472mV，输出电压能稳定峰峰值1V左右之间，但我组在实践的过程中发现其实际的输入信号控制范围是76mV354mV,AGC控制范围难以达到40Db,且成本稍高。 综合考虑电路的调试难易程度和系统的性价比，最终采用方案二。1.4 系统整体方案整个系统采用3.6V供电,放大倍数要达到80dB即10000倍,输出信号有效值达到1

9、V即VPP为2.8V，为保证系统整体的放大倍数需采用多级放大,需合理地分配各级放大倍数,以满足三极管的特征频率、集成芯片的带宽增益积及集成芯片的压摆率。2、理论分析计算2.1带宽和矩形系数据题目要求带宽BW=300K,谐振频率。所以品质因数，品质因数越大，宽带越窄，选频特性越好。我们采用的是LC并联谐振网络，如图C-3-1所示。 图C-3-1是理想情况且无负载情况下的LC网络，实际的LC并联网络总是有损耗和负载的，各种损耗和负载等效成电阻R，如图C-3-2所示。当谐振频率时,上述条件下的品质因数 (2.1) 实际应运时电容C=70pF,可算得L=1.61uH,再根据式(2.1)可算得R=3.6

10、7。 图2.1 矩形系数,实际测得数据如下所以根据公式得。2.2静态工作点设置本系统LC谐振放大器单谐调回路的第一级如图C-3-4所示,算静态工作点时,耦合C1和旁路电容C2看作断路,而LC谐振网络相当于断路。其中采用的三极管是3DG79B,查知其参数为: 由其特征频率可知该型号三极管可作中频放大器。为了稳定静态工作点晶体管分压式偏置电阻上一般需设置为,为了尽量降低静态工作点的功耗,这里取10倍关系并设置取标称值13 K,得到实际的流过偏置电阻上的电流为 图2.22.3谐振增益 如图C-3-2 电路的导纳为 (2.2) 当频率从零到无穷大时LC并联网络电抗的表达式满足下列关系： 图C-3-4的

11、等效交流电路图如下：图2.3此电路为共射集放大电路，因此其电压放大倍数为 当信号发生谐振时,LC网络呈纯感性,此时回路阻抗最大,即式(2.2)中的虚部为零,实际电路中谐振频率为15MHZ, 电容C=70pF,电感L=1.61uH, R=3.67,所以得 2.4自动增益控制 AGC三极管增益与射集电流和基集电压的关系测试结果如下:表2.4(mV)(mA)21281.8123.420561.71627.419671.59633.418881.4941.4917371.29743.216541.1943.213980.8643713170.7563412440.6643111830.58728108

12、80.46823 由以上数据可得出当射集电流在1.2mA左右时,电压放大倍数最大,约等于43.2倍,当此管要当作AGC管时,射集电流必须要大于1.2mA,此时三极管才具有以下特性: 当输入信号增大时,基级电流将增大,基集电流增大将导致射集电流增大,射集电流增大反过来减少三极管的放大倍数,所以最终的输出信号能保持一定的稳定性。 根据公式可算得AGC控制范围,由实验测得, , ,以上数据均为峰峰值,所以AGC控制范围为40.42dB。3、系统电路设计3.1衰减器设计型衰减网络电路如图3.1图3.1从型衰减网络的前后端口看进去应均为50，即= =50，题目要求信号衰减40dB。由下列公式计算R和r:

13、 (1) (2) (3)根据（1）式算出A=100，根据(2)式算出r=51,根据(3)式算出R=2496.8。由于型衰减网络的衰减量与后级负载紧密相关，所以先根据理论值搭建型衰减网络，再在输入信号为15M时，对型衰减网络的输出端口的信号进行测量,通过匹配合适的电阻使其信号衰减40dB。3.2 LC选频放大器 图3.2系统采用三级分立元件作LC选频网络，第一级和第二级的电路相同，每级的谐振频率均设在15M左右，选频网络中间加一级跟随器，可以较好地隔离前后级的相互影响，减少自激现象的发生，级与级间均采用电容耦合，使前后级的静态工作点互不影响，且可以基本消除前级零漂对后级的影响。靠近电源的接入点均

14、加上一个0.1uF的旁路电容，降低电源噪声。合理地设置R1和R2的阻值，既可以保证在静态工作点时三极管的基级和射集导通，又可以尽量减少静态功耗。射级电阻并上一个0.01uF的电容，使射集电阻在较高频率信号时相当于短路，此时射集电阻没有压降，所以可以增大输入信号的电压范围,相应地增大了LC网络上的电压范围。3.3前级固定增益电路设计图3.23.4后级固定增益电路设计图3.4芯片采用+3.6V供电，信号采用反相端输入，增益电阻和反馈电阻均采用604欧姆，芯片第四脚需抬高电压至1.8V,使能端接高电平,电源端加一旁路电容增强芯片稳定性。3.5电源设计 图3.5由于题目要求输入电压的有效值小于5mV，

15、所以对电路的纹波要求比较高，因此我们把直流电源设计的重点放在滤波的问题上。为了避免供电电压地线的串扰，我们采用两路电源分别供电。然后经过全波整流、电容滤波，将交流转换为直流。在稳压部分，我们采用的是比78057905系列稳定性更好的LM317LM337稳压芯片。稳压之后使用数值不等的电容器滤波，提高放大器稳定性。4、测试方案与测试结果1、测试仪器(1)Tekronix TDS 1012B模拟示波器(2)SP F120函数信号发生器(3)LCR4070D万用电表2、测试方案和测试结果（）-3dB带宽测试 保持信号输入幅度为10mV,测试输入信号频率为15M时输出信号的幅度值,然后计算-3dB带宽

16、时的输出信号幅度值,分别往15M频率上下调节输入信号频率,使其输出幅度值为-3dB带宽时的输出信号幅度值。频率(MHZ)输出幅度VPP(mV)-3dB带宽14.937443.3KHZ15.1057014.77570（2） 最大不失真输出电压测试 负载200欧姆，保持输入信号频率在15M，不断加大输入信号直至输出信号失真为止，记录下此时的电压值。频率输入幅度(VPP)最大不失真输出电压(VPP)是否失真15MHZ16mV1.10V否（3）功耗测试 在电源接入处串联一小电阻，然后测量其上的电压，计算出其上的电流，也即电源供应的电流，测量电源电压，最后计算输入功率。电源电压电阻电阻电压电流功耗3.6

17、V2.2欧姆64mV29mA104mW（4）AGC测试 保持输入信号频率在15M，保证输出信号的幅度值在峰峰值在1V左右，然后调节输入信号的幅度值，记录其输入范围。20mV1.2V183mV1.24V19 (5) 衰减器衰减量测试 保持信号输入频率为15M,改变输入信号的幅度,在型衰减网络输出端口测其输出电压。输入电压(VPP)输出电压(VPP)增益2V20mV-40dB5V50mV-40dB (6) 矩形系数测试 保持输入信号幅度值为10mV，在-3dB带宽测试数据的基础上，再测量使输出信号为15M输出信号幅度值的0.1倍时的输入信号频率。+f(0.1)MHZ-f(0.1)MHZ+f(0.7

18、)MHZ-f(0.7)MHZ矩形系数15.1014.7715.8614.304.72 (7) 最大放大倍数 以一定间隔改变输入信号幅度,观测其对应的输出信号幅度,计算放大倍数。测试结果表明输入信号为2mV时放大倍数最大。输入电压(VPP)输出电压(VPP)最大放大倍数2mV242mV121005、总结 在分立元件的调试过程中容易出现自激现象，解决方案有三种:一、在三极管级联中间加上电压跟随器，降低前后三极管间的相互影响。二、在三极管射级串联一个10欧姆左右的电阻，破坏信号自激的相位条件。三、微调磁芯，但此法会改变LC网络的谐振频率。我组还试过加中和电容和在LC网络并联一个10M的电阻这两种方案

19、，但效果都不明显。最后一级用OPA355作固定增益放大时，出现过波形失真的现象，查其技术文档结果发现其压摆率不够，所以采取了减小反馈电阻，降低放大倍数的措施。前级用S9018三极管作固定增益放大时，通过反复调节其基集电阻和射集电阻的阻值，信号在15M时放大倍数最大仍然只有4倍，但其技术文档表明放大倍数可上百倍，直至上交作品时此问题仍未解决。由于时间仓促，再加上之前没做过LC谐振放大之类的题目，所以作品最终在如矩形系数和最大输出不失真电压指标方面仍有所欠缺，可以尝试再加一级LC选频网络和固定增益放大。6、参考文献1 清华大学电子学教研组编.童诗白、华成英主编.模拟电子技术基础.第四版.北京:高等教育出版社,2006.2 马场清太郎著.何希才译.运算放大器应用电路设计.北京:科学出版社,2007.3 铃木雅臣著.周南生译.张文敏校.晶体管电路设计(上).北京:科学出版社,2004.4 铃木雅臣著.彭军译.晶体管电路设计(下).北京:科学出版社,2004.5 冈村迪夫著.王玲、徐雅珍、李武平译.徐雅珍校.OP放大电路设计.北京:科学出版社,2004.附件A 系统电路图