通俗易懂的讲解OFDM.pdf

1、章节一：时域上的章节一：时域上的 OFDMOFDM 的O代表着正交，那么就先说说正交吧。首先说说最简单的情况，sin(t)和 sin(2t)是正交的【证明：sin(t)sin(2t)在区间0,2上的积分为 0】，而正弦函数又是波的最直观描述，因此我们就以此作为介入点。既然本文说的是图示，那么我们就用图形的方式来先理解一下正交性。【你如果能从向量空间的角度，高屋建瓴的看待这个问题的话，你也就不是小白了，R U?】在下面的图示中，在0,2的时长内，采用最易懂的幅度调制方式传送信号：sin(t)传送信号 a，因此发送 asin(t)，sin(2t)传送信号 b，因此发送 bsin(2t)。其中，其中

2、，sin(t)和和 sin(2t)的用处是用来承载信号，是收发端预先规定好的信息，在本文中一律称为子载波；调制在的用处是用来承载信号，是收发端预先规定好的信息，在本文中一律称为子载波；调制在子载波上的幅度信号子载波上的幅度信号 a 和和 b，才是需要发送的信息，才是需要发送的信息。因此在信道中传送的信号为asin(t)+bsin(2t)。在接收端，分别对接收到的信号作关于 sin(t)和 sin(2t)的积分检测，就可以得到 a 和 b 了。（以下图形采用 google 绘制）图一：发送 a 信号的 sin(t)图二：发送 b 信号的 sin(2t)【注意：在区间0,2内发送了两个两个完整波形

3、】图三：发送在无线空间的叠加信号 asin(t)+bsin(2t)图四：接收信号乘 sin(t)，积分解码出 a 信号。【如前文所述，传送 b 信号的 sin(2t)项，在积分后为 0】图五：接收信号乘 sin(2t)，积分解码出 b 信号。【如前文所述，传送 a 信号的 sin(t)项，在积分后为 0】图六：流程图到了这里，也许你会出现两种状态：一种是：啊，原来是这样，我懂了。一种是：啊，怎么会这样，我完全无法想象。这里要说的是，你根本用不着去想象用不着去想象（visualize）。数学中是如此定义正交的，数学证明了它们的正交性，那么他们就是正交的，【他们就可以互不干扰的承载各自的信息】。选

4、取 sin(t)和 sin(2t)作为例子，正式因为它们是介于直观和抽象的过渡地带，趟过去吧。上面的图示虽然简单，但是却是所有复杂的基础。1.1 下一步，将 sin(t)和 sin(2t)扩展到更多的子载波序列sin(2ft)，sin(2f2t)，sin(2f3t),.,sin(2fkt)(例如 k=16，256，1024 等)，应该是很好理解的事情。其中，2是常量；f 是事先选好的载频间隔，也是常量。1t,2t,3t,.,kt 保证了正弦波序列的正交性。1.2 再下一步，将 cos(t)也引入。容易证明，cos(t)与 sin(t)是正交的，也与整个 sin(kt)的正交族相正交。同样，co

5、s(kt)也与整个 sin(kt)的正交族相正交。因此发射序列扩展到sin(2ft),sin(2f2t),sin(2f3t),.,sin(2fkt),cos(2ft),cos(2f2t),cos(2f3t),.,cos(2fkt)也就顺理成章了。1.3 经过前两步的扩充，选好了 2 组正交序列 sin(kt)和 cos(kt)，这只是传输的介质。真正要传输的信息还需要调制在这些载波上，即 sin(t),sin(2t),.,sin(kt)分别幅度调制a1,a2,.,ak 信号,cos(t),cos(2t),.,cos(kt)分别幅度调制 b1,b2,.,bk 信号。这 2n 组互相正交的信号同时

6、发送出去，在空间上会叠加出怎样的波形呢？做简单的加法如下：f(t)=a1sin(2ft)+a2sin(2f2t)+a3sin(2f3t)+.aksin(2fkt)+b1sin(2ft)+b2sin(2f2t)+b3sin(2f3t)+.bksin(2fkt)+=aksin(2fkt)+bkcos(2fkt)【公式 1-1：实数的表达】为了方便进行数学处理，上式有复数表达形式如下：f(t)=Fke(j2fkt)【公式 1-2：复数的表达，这编辑器找不到上角标.不过，你应该看得懂的】上面的公式可以这样看：每个子载波序列都在发送自己的信号，互相交叠在空中，最终在接收端看到的信号就是 f(t)。接收端

7、收到杂糅信号 f(t)后，再在每个子载波上分别作相乘后积分的操作，就可以取出每个子载波分别承载的信号了。然后，多看看公式 1-1 和公式 1-2！发现咯？这就是傅里叶级数傅里叶级数嘛。如果将 t 离散化，那么就是离散傅立叶变换离散傅立叶变换。所以才有 OFDM 以 FFT 来实现的故事。将在下面的章节进行更多的描述。遵循古老的传统，F 表示频域，f 表示时域，所以可以从公式 1-2 中看出，每个子载波上面调制的幅度，就是频域信息。类似的说法是：OFDM 传输的是频域信号。这种说法有些别扭，但是很多教程或文章会使用这样的说明方式，就看读者如何理解了。如果纯粹从公式或者子载波来看，这种说法其实也是

8、很直接的阐述了。上面 1.1-1.3 的扩展，可如下图所示：图七：时域上的 OFDM 系统图1.4 还有这一步吗？其实是有的。小白你可以先想想，想不到的话先往下看，因为这需要在频域中考量，所以我写在后面了。【也可参考1】将上述的时域分析配上 LTE 的实现，有如下情况：【注 1：本段描述需要有 LTE 物理层的基本知识，如果看不明白，请暂时跳过，看完整篇文章后再回看】【注 2：LTE 并非时域的实现，下面仅仅是套用 LTE 的参数，做一个参考分析】子载波的间隔f=15kHz，一个 OFDM symbol 的发送时间是 66.7us，可以发现，15kHz*66.67us=1，即基带上一个 OFD

9、M symbol 的发送时间正好发送一个一次谐波的完整波形。对于 10M 的 LTE 系统，采用的是 1024 个子载波，但是只有中间 600 个（不含最中间的直流）子载波被用于传送数据。在一个 OFDM symbol 的时间内（即 66.67us)，靠近中间的两个一次谐波传输一个完整波形，再靠外一点的两个二次谐波传输两个完整波形，以此类推至最外面的两个 300 次谐波传输了 300 个完整的波形。在这 66.67us 内，600 个子载波互相正交，其上分别承载了 600 个复数信号。上面的说法有点啰嗦，不如图示来得直观。本来准备再画一图的，不过一来上面已经有了类似的图，实是大同小异；二来，6

10、00 个子载波，也太多了点。OK，说到这里，从时域上面来看 OFDM，其实是相当简洁明快讨人喜欢的。不过，一个系统若要从时域上来实现 OFDM，难度太大，时延和频偏都会严重破坏子载波的正交性，从而影响系统性能。这点在各种教材文章中都会有提及，我就不赘述了。下面将转入频域来描述 OFDM，由于频域不甚直观，的确会稍稍让人费解。不过只要时刻想着时域子载波间的叠加，一切都会好起来。章节二：频域上的章节二：频域上的 OFDM第一章节时域上的讨论开始于 OFDM 中的O；本章节频域上我们从FDM开始。先图例一个常规 FDM 的系统图：图 11：常规 FDM，两路信号频谱之间有间隔，互相不干扰为了更好的利

11、用系统带宽，子载波的间距可以尽量靠近些。图 12：靠得很近的 FDM，实际中考虑到硬件实现，解调第一路信号时，已经很难完全去除第二路信号的影响了（电路的实现毕竟不能像剪刀裁纸一样利落），两路信号互相之间可能已经产生干扰了还能再近些吗？可以的。这就是 OFDM 的来历啊，近到完全等同于奈奎斯特带宽（后面有详述），使频带的利用率达到了理论上的最大值。图 13：继续靠近，间隔频率互相正交，因此频谱虽然有重叠，但是仍然是没有互相干扰的。神奇的 OFDM上面三个图的确有点小儿科，不知道小白是不是已经在心里呐喊：这谁不知道呀！不过我在这里花时间画了三张图，总还是有所考量的：a.作为上一个章节和本章节之间的

12、补充和连接，说明一下 OFDM 在频域上面的表现，亦即OFDM 的本源来历。b.引导思考：信号的带宽是多少？c.引导思考：OFDM 正交频谱叠加部分到底有多宽呢？结合 1.4，先想想，再往下看，会更好。再次回到正轨，请回看第一节中的图一至图六等时域波形图，图示了在时域上，波形的调制，叠加接收，以及最终的解码。让我们看看图一至图三中的每个步骤在频域上是如何表现的。首先来看 sin(t)。小白呀小白，你且说说 sin(t)的频谱是啥呀？小白弱弱的说：是一个冲激。是的，sin(t)是个单一的正弦波，代表着单一的频率，所以其频谱自然是一个冲激。不过其实图一中所示的 sin(t)并不是真正的 sin(t

13、)，而只是限定在0,2之内的一小段。无限长度的信号被限制在一小截时间之内，【就好比从一个完整的人身上逮下一根头发，然后把整个人都丢掉，以发代人】其频谱也不再是一个冲激了。对限制在0,2内的 sin(t)信号，相当于无限长的 sin(t)信号乘以一个0,2上的门信号（矩形脉冲），其频谱为两者频谱的卷积。sin(t)的频谱为冲激，门信号的频谱为 sinc 信号（即 sin(x)/x 信号）。冲激信号卷积 sinc 信号，相当于对 sinc 信号的搬移。所以分析到这里，可以得出图一的时域波形其对应的频谱如下：图 21：限定在0,2内的 asin(t)信号的频谱，即以 sin(t)为载波的调制信号的频

14、谱sin(2t)的频谱分析基本相同。需要注意的是，由于正交区间为0,2，因此 sin(2t)在相在相同的时间内发送了两个完整波形。相同的门函数保证了两个函数的频谱形状相同，只是频同的时间内发送了两个完整波形。相同的门函数保证了两个函数的频谱形状相同，只是频谱被搬移的位置变了谱被搬移的位置变了：图 22：限定在0,2内的 bsin(2t)信号的频谱，即以 sin(2t)为载波的调制信号的频谱将 sin(t)和 sin(2t)所传信号的频谱叠加在一起，如下：图 23：asin(t)+bsin(2t)信号的频谱图 23 和图 13，均是频域上两个正交子载波的频谱图。比一下，发现了吗？不太一样！是的，

15、想必你已经想起来了，这是因为基带信号在传输前，一般会通过脉冲成型滤波器的结果。比如使用升余弦滚降滤波器后，图 23 所示的信号就会被修理成图 13 所示的信号了。这样可以有效的限制带宽外部的信号，在保证本路信号没有码间串扰的情况下，既能最大限度的利用带宽，又能减少子载波间的各路信号的相互干扰。这也是 1.4 中没有提及的，更多的可参考1贴士：脉冲成型滤波器作用于频域，可以看作时域中的每个码元都是以类似 sinc 信号发出的。没必要纠结于发送端码元的时域波形，只需要知道在接收端通过合适的采样就可以无失真的恢复信号就 OK 咯。这里用到的是奈奎斯特第一准则奈奎斯特第一准则，在下面的框框内会稍作描述

16、：奈奎斯特第一准则请自行 google，这里说说其推论：码元速率为 1/T(即每个码元的传输时长为 T)，进行无码间串扰传输时，所需的最小带宽称为奈奎斯特带宽。对于理想低通信道，奈奎斯特带宽 W=1/(2T)对于理想带通信道，奈奎斯特带宽 W=1/T在下面的图31中，可以看出信号的实际带宽B是要大于奈奎斯特带宽W（低通的1/(2T)或者带通的 1/T）的，这就是理想和现实的距离。补充说明：本文提到的带宽，也即约定俗成的带宽理解方式，指的是信号频谱中=0的部分。在从低通到带通的搬移过程中，因为将原信号负频率部分也移出来了（也可理解为同乘 e(j2fct)+e(-j2fct)的结果，见参考2）【注：没有上角标和下角标的编辑器，真不爽。不过，你应该看得懂的】，所以带宽翻倍了。如下图所示：图 31：内涵丰富的图，请参看上面和下面的说明文字上面专门用框框列出奈奎斯特第一准则，还有一个重要目的就是说明下频带利用率的问题。频带利用率是码元速率频带利用率是码元速率 1/T 和带宽和带宽 B(或者或者 W)的比值的比值。理想情况下，低通信道传实数信号，频带利用率为 2Baud/Hz；带通信道传复数，频带