L6599中文资料及产品方案设计.docx

1、L6599中文资料及产品方案设计合用文档一ST 公司针对日益广泛使用的 LCD-TV电源推出了新一代的 HB-LLC 控制 IC-L6599, 它从L6598 改从而来，从而性能更优秀，使用更便利。下面介绍 IC 特色及主要应用。L6599 是一个双端输出的控制器。 它专为谐振半桥拓朴设计， 供应两个 50%的互补的占空比。高边开关和低边开关输出相位差 180, 输出电压的调治用调制工作频率来获取。两个开关的开启关断之间有一个固定的死区时间，以保证软开关及高频下可靠工作。为使高边驱动采用高压电平位移的结构拥有 600V 耐压，用高压 MOSFET取代了外面迅速二极管， IC 设置的工作频率范围

2、由外面元件调治。起动时为防范失控的冲击电流，开关频率从设置的最大值开始逐渐衰减直到由控制环路给出的牢固状态，这个频率的搬动不是线性的，用来减小输出电压的过冲，做到更好的调治。在轻载时， IC 能够逼迫进入到控制为猝发模式工作，用以保持空载时的最低功耗。 IC 的功能包括非锁定低边禁止输入以实现 OCP，拥有频率搬动及延缓关断，尔后再自动重新起动。更高水平的 OCP在第一保护电平缺乏时可锁住 IC 以控制初级电流。它结合了完满的对付过载及短路的保护，其他锁住禁止输入 (DIS) 能够很简单地改进 OTP及 OVP。与 PFC的接口处供应了 PFC预调整器在故障时的使能端子，这些故障包括 OCP，

3、在猝发模式季节 DIS 为高电平。L6599 的内部方框电路如图 1 所示。图 1 L6599 HB-LLC 控制 IC 的内部等效电路L6599 的 16PIN 功能以下 :1PIN CSS 软起动。此端接一外面电容到 GND，接一电阻到 RF端(4PIN) ，它设置了最高振荡频率及频率搬动到恒定的时间， IC 加一个内部开关能够在芯片每次关闭时将此电容放电(VccUVLO,LINE6V及关断时，此端为低电平。在 DELAY上的电压高出 2V 时又回到开路状态，此时电压降到，在 UVLO期间它开路，若是不用它，此端悬空不接。10PIN GND IC 公共端。低边栅驱动电流回程端及 IC 工作

4、电流回流端，全部偏置元件回GND端要各自独立，为星状接法。11PIN LVG 低边栅驱动输出端。驱动能力为源出 0.8A 漏入 0.3A 。驱动半桥电路低边的MOSFET，在 UVLO时此端为低电平。12PIN Vcc IC 供电端。也是低边栅驱动电压，要 0.1uF 电容旁路到 GND。也可用一独立偏置电压供 IC 的信号局部。13PIN NC 高压隔断端。此端内部不接电路，隔走开高压及低压局部。14PIN OUT半桥的高边驱动输出的地端，高边栅驱动电流的回流端子， PCB布局时小心，防范因接线太长出现尖刺电压。15PIN HVG 高边浮动的栅驱动输出端，可源出，漏入。驱动半桥电路高边的MO

5、SFET，用一电阻在内部接到 14PIN，以保证在 UVLO时此端不处于浮动状态。16PIN VBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。升压电容接于此端到 14PIN 之间，由内部同步升压二极管给其电平搬动，并送来驱动信号。此专利的结构取代了平时外面加上的高压二极管。L6599 的应用注意L6599 是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器，在此变换器中，半桥的高边，低边两开关交替地导通和关断相位差 180，也即工作在各 50%占空比，诚然实质占空比即导通时间与开关周期之比略小于 50%，其内部有一固定的死区时间 TD，将其插在一个MOSFET的关断与另一 MOSFET的导通之间。在此死区时间

6、内，两只 MOSFET都关断。这个死区时间可保证变换器正确工作，要保证明现软开关以及高频工作下的低 EMI 。文案大全合用文档为了保证变换器的输出电压调整率，器件要能工作在不相同的模式下，各种工作模式取决于负载条件。见图 2。图 2 L6599 的多个工作模式1, 在重载，中载及轻载时，张弛振荡器产生一个对称的三角波， 此时 MOSFET的开关锁住，波形的频率与一电流相关，它去调制反应电路，结果由半桥驱动的槽路接受由反应环命令的频率并保持输出牢固，于是它的工作频率取决于传输特色。2, 在猝发模式下，此时为空载或极轻负载，当负载降到此值以下时，变换器进入间歇式工作，一些开关周期是在近似固定频率下

7、工作，且由一些无效的周期间分开，两个 MOSFET都处在关闭状态，随着负载进一步减小，会进入更长的无效周期，以减小平均开关频率。当变换器完满空载时，平均开关频率会降到几百赫兹，于是最小的磁化电流耗费随频率减下来，简单完成节能要求。振荡器振荡器在外面用一个电容 CF 调治，从 3PIN 接到 GND，用接到 4PIN 的网络交替地充放电来定出，此端供应 2V 基准，有源出 2mA电流能力，当源出更大电流时，会有更高频率，其方框电路见图 3。图 3 L6599 的振荡器内外电路在 RFmin端的网络平时包括三个内容：1，一个电阻 RFmin接到此端与 GND之间，它决定最低工作频率。2，电阻 RF

8、max，接于此端和光耦集电极之间其发射极接 GND，光耦从二次侧传输反应信息，光电三极管将调制经过分支的电流，从而调制振荡器的频率，执行输出电压的调制，RFmax的值决定了半桥最高工作频率，此岁月电三极管处在饱合状态。3，一个 R-C串联电路 Css+Rss接于此端到 GND，用来设置起动时的频率搬动，注意在待机工作状态时，其奉献为 0。下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。文案大全合用文档在 CF定在几百 pf 或几 nf 区间后， RFmin和 RFmax的值将按所选振荡器频率来决定，从最低频到最高频，在此频率范围内要能稳压。不相同的选择准那么是在猝发模式工作时对 RFmaz将有不

9、相同的值。在图 4 中，给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。在半轿的开关结点处示出。注意，低边驱动开启时，振荡器三角波上斜，而高边驱动开启时或 IC 在猝发模式下开关时，低边MOSFET先导通给升压电容充电，结果 , 升压电容总是在充电后才令高边 MOSFET工作。工作在空载或特别轻的负载下。图 4 振荡器波形与栅驱动信号的关系当谐振半桥在轻载或空载时，它的开关频率将到达最大值，为保持输出电压在此条件下仍受控，并防范丧失软开关，必定让有效的节余电流流过变压器的励磁电感，自然，此电流产生一些附加耗费，这防碍实现变换器在轻载下的低耗费。为战胜此问题， L6599 的设计使变换器间歇工作猝发式工作

10、，用插入几个开关周期中给出悠闲的输出，令两功率 MOSFET关断，这样平均开关频率就减下来了。结果，实质磁化电流的平均值及相关耗费也减下来了，使变换器成为节约能源的介绍品。器件用 5PIN 可使其工作在猝发模式下，若是加到此端的电压降到 1.25V 以下， IC 将进入悠闲状态，此时两个栅驱动输出都为低电平，振荡器停止工作，软起动电容 Css 保持在充电状态，仅有 RFmin端的 2V 基准留住以使 IC 有最低的耗资。 Vcc 电容也放了电， IC 将在此端电压高出 1.25V 的 50mV以上时恢复工作。执行猝发模式工作， 加到 STBY端的电压需要与反应环路相关， 图 5 示出最简单的关

11、系适于窄输入电压范围工作。图 5 窄输入电压时的猝发工作模式 图 6 宽输入电压时的猝发工作模式实质上， RFmax由开关频率 fmax 定出，高出后 L6599 进入猝发模式工作，一旦 fmax 固文案大全合用文档定， RFmax即可求出：注意：除非 fmax 在前面考虑，此处 fmax 是结合某些负载 POUTB，在最小值时的状态， POUTB 由变压器峰值磁化电流足够低，不能够产生音频噪声为决定。谐振变换器的开关频率，还取决于输入电压。因此对图 5 有较大输入电压范围的电路，POUTB的值将变化，要予以考虑。 在此情况，介绍如图 6 的安排。变换器的输入电压到 STBY端，由于开关频率与

12、输入电压的非线性关系，要更实质地找出校正 RA/(RA+RB) 的合适数值，这需要少量改变 POUTB的值，小心地选择 RA+RB 总值必定大于 Rc，以减小对 LINE 端电压的影响。无论如何，用此电路时，它的工作能够下描述。由于负载降到 POUTB值以下，频率会试图高出调整值 fmax，STBY端上的电压也将低于 1.25V ，IC 尔后停止两功率开关的驱动，于是半桥的两功率 MOSFET处在关断状态， VSTBY电压会随反应结果而增加，能量传输停止。在其电压升到 1.30V 时， IC 重新开始开关。此后， VSTBY将再变低，重复能量猝发，使 IC 停止工作。以这种方法变换器即工作在猝

13、发模式，且凑近一个恒定低频，随负载的进一步减小，会使频率再减小，甚至达几百赫的水平，图 7 示出时序图，表示出其工作种类，示出最适用的信号，用一支小电容从 STBY接到 GND，仅靠 IC 放置，减小开关噪声，实现干净式工作。图 7 L6599 在不相同工作模式下的时序图为帮助设计师满足节能要求， 在 PFC的功率因数校正局部，由于 PFC预调整器当先于 DC/DC 变换器工作，器件赞同 PFC预调整器在猝发模式工作时被关断，从而除掉 PFC局部的功耗约 0.5 1W，也因低频时 EMI 的调治要参照正常负载， 因此变换器在空载及轻载时没有限制观察。为做到这一点，器件供应 9PIN 作 PFC

14、_STOP开集电极输出，平时为开路，在 IC 工作于猝发模式的悠闲周期时， 令其为低，此信号用于关断 PFC控制器如图 8 所示。L6559 的 UVLO 端保持开路，以使 PFC第一启动。文案大全合用文档图 8 L6599 关断 PFC控制 IC 的电路软起动平时讲，软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力，为防范过冲电流，在谐振变换器中，给出的功率取决于频率上下，因此软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限制值来做的，因此 L6559 变换器的软起动简单地加个 RC串联电路从 4PIN 接到 GND。图 9 L6599 的软起动内外电路开始时，电容 Css 完满放电，因此串联电阻 R

15、ss 与 RFmin有效地并联，结果初始频率取决于 Rss 和 RFmin，由于光耦的光电三极管此时关断， 要等到输出电压建起反应后 。Css 电容逐渐充电直到电压到达 2V基准电压。随之，经过 Rss 的电流降到 0，典型为 5 倍的常数 Rss*Css 值。此前，输出电压将紧靠牢固值，直到反应环工作，光耦的光电三极管将决定此时负载下的工作频率。在此频率摇动期间，工作频率将随 Css 电容的充电而衰减，开始时充电速率较快，随后充电速率逐渐慢下来。这种频率非线性的变化，取决于槽路，它使变换器的功率能力随频率变化，但输出功率迅速地随其变化。结果，随着频率线性涌动，平均输入电流是锯齿状增加，没有峰

16、值出现，输出电压几乎没有过冲地到达牢固值。典型 Rss 和 CSS 的选择基于下面的关系式：此处， f start 介绍最少 4 倍于 f min，对 Css 合适的准那么是相当经验的成分，以及在有效的软起动和有效的 OCP之间的折衷，参照图 10 的时序曲线。电流检测 OCP和 OLP谐振半桥根本上是电压型控制，因此电流检测输入仅作 OCP保护用。不象 PWM控制的变换器，能量流是由初级开关的占空比控制的，在谐振半桥中，占空比是固定的，能量流是由开关频率控制的，这也冲击着限流方法的实现。此时， PWM控制的变换能量流能够用停止开关导通来限制，在检测出电流高出现有阈值即可限制。而在谐振半桥中，

17、开关频率即振荡器频率必定增加才能迅速关闭开关，这最少要在下一个振荡周期才能看到频率的变化，这就是说必定有效地增加频率才能改变能量有效流动，频率改变速率必定比频率自己要慢。这样，运行中意味着逐个周期式限流行不通，因此，初级电流的信息送到电流检测输入的信号必定是平均值的。自然，平均的时间不能够太长，以防范初级电流到达或高出最大值。图 11 和图 12 用一对电流检测表示出此特色。电路图 11 是一个简单仅用一个检测电阻 Rs 即能够，但伤害了效率。图 12 可更有效，可是在效率指标要求很高时才介绍使用。文案大全合用文档图 11 用电流检测电阻的检测电路 图 12 用并联电容检测过流的检测电路器件供

18、应电流检测电流输入端 6PIN ISEN并给出过流管理系统， ISEN端内部接到第一比较器的输入，比较参照电平为 0.8V ，第二比较器参照电平为，若是加到此端的外面电压高出 0.8V ，那么第一比较器触发，使内部开关开启，并放掉 Css 电容的电荷，这会迅速增加振荡器的频率，从而限制了能量的传输，放电直到 ISEN 端电压降下 50mV，这样此平均时间为 10 / f min 的范围，保证了有效频率的上升，在输出短路时，这个工作的结果凑近恒定峰值的初级电流。平时， ISEN端的电压可过冲到，自然若是 ISEN 端电压到达 1.5V 时，第二比较器将被触发， L6599 将关断，并锁住两个输出

19、驱动及令 PFC_STOP端变低电平，因此关断了整个系统， IC 的电源电压必定拉到 UVLO以下，等到再次升到起动电平以上时，才能再起动，若是软起动电容 Css 太大即可能出现，因此它的放电不能够足够快，或在变压器磁化电感饱合时或在二次侧整流短路时才出现。在图 11 的电路中，检测电阻 Rs 串在低边 MOSFET的源极到 GND。注意实质连接的谐振电容处，用此方法， Rs 上的电压就与高边 MOSFET中流过的电流相关了，在多数开关周期中都是正的。除非谐振电流在低边 MOSFET反转的时段，但此时低边 MOSFET已关断，假设 RC滤波时间常数最少 10 倍于最小的开关频率 fmin 时段

20、，那么 Rs 的近似值可用下式表示：此处， Icrpkx 是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流，相应也是最低输入电压及最大负载下的电流。图 12 的电路能够工作在两个不相同的方法，若是电阻 RA 与 CA 相串联，且数值较小，那么电路工作象一个电容性电流分压器， CA 典型选在 RR/100 或少一些，要用低耗费型，检测电阻 RB 用下式计算：CB 将按 RB*CB 为 10 / f min 来选择。若是电阻 RA 与 CA 相串时不是很小，电路的工作象一个超出谐振电容 Cr 的纹波电压分压器，在运行中与经过 Cr 作用的电流相关，再有 CA 也将典型无择等于 CR/100 或更少一

21、些，这个时段不用是低耗费型的，这时的 RB 为：此处， CA(XCA) 和 CR(XCr) 在这个频率条件下计算，即 Icrp K = I crp Kx CB 将成为 RB*CB，其范围为 10 / f min 。无论如何，电路进入合用， Rs 或 RB 的计算值都要考虑第一个剪切值，在经验的基础上加以调整。文案大全合用文档在过载或输出短路时， OCP在限制初级以次级能量流上是有效的，但经过二次绕组及整流元件的输出电流在此条件下可能比较高。 若是连续出现此现象的话， 会危机变换器的安全。为防范其在任何此条件下产生的危险，平时逼迫变换器间歇式工作。为了带来平均输出电流值给变压器及整流元件的热应力

22、，这可较简单地掌握。用 L6599 的设计师，可调治外面最大时间 TSH，即变换器赞同过载运行或在短路下运行的时间，过载或短路时间必定小于 TSH，这段时间内不会有任何动作，因此供应给系统拥有免除短期征兆期的功能。若是 TSH高出过载保护 (OLP)的过程被激活，将关闭器件。在连续过载 / 短路的情况下，将用一个用户定义占空比的方法连续中断工作。图 10 软起动和过流时的波形和时序图这个功能与 2PINDELAY相关，借助电容 Cdelay ，及并联电阻 Rdelay 接到 GND，由于 ISEN 端电压高出 0.8V ，第一级 OCP比较器动作，Css 放电，接通内部电流发生器。 它源出 1

23、50uA 电流从 DELAY端并给 Cdelay 充电，在过载 / 短路期间， OCP比较器及内部电流源迅速地激活，且 Cdelay 将用平均电流充电。它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。 Css 上的谐振电路的特色。由于 Rdelay 的放电可忽略不计，考虑时间常数将典型地很长。这个工作将到来，而且直到 Cdelay 上的电压到达 2V，它定义了时间 TSH，TSH到 Cdelay 没有简单的关系， 这样它实质上由 Cdelay 依照经验决定。 作为运行指示， 在 Cdelay =1uf 时，TSH将是 100ms。一旦 Cdelay 充电到 2V，内部开关将 Css 放电，逼迫连续为低电

24、平，不去管 OCP比较器的输出， 150uA电流源连续导通，直到 Cdelay 上的电压到达 3.5V ，此时段为 TMP。对 TMP以 ms表示， Cdelay 以 uf 表示，在此期间 L6599 运行在凑近 fstart 的频率上，以便减小谐振电路内部的能量，随着 Cdelay 上电压到达，器件停止开关， PFC_STOP端拉到低电平，还有内部发生器也关断，因此 Cdelay 慢慢地由 Rdelay 放电， IC 在 Cdelay 电压低于 0.3V 时再次重新起动， Tstop 为：图 10 给出工作的时序图。注意，若是在 Tstop 期间， L6599 Vcc 上的电压降到 UVLO

25、阈值以下， IC 会保持记忆，而在 Vcc 高出起动阈值后，不再马上重新起动。若是 V(delay) 仍高于，还有 PFC_STOP端停在低电平的时间会如 V(delay) 相同长地大于 0.3V 。注意，在过载时间小于 TSH的情况下，TSH的值在下一次过载时会变得较低。锁死关断文案大全合用文档器件装备一个比较器，其有一同相端引出，接于 8PIN (DIS) ，内部的反相输入端接于1.85V 的基准，随着此端电压高出内部阈值， IC 会马上关断，其功率耗资减到一个低值，锁死信息必定让 Vcc 端电压降到 UVLO阈值以下，这样才能复位锁住，并重新起动 IC。这个功能用于执行过热保护，从外面基

26、准电压用一分压器接在此端作偏置，上部电阻为NTC，令其凑近发热元件，如 MOSFET，也许二次侧的二极管或变压器。OVP也能够用它来执行，用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。线路检测功能此功能基于停止 IC。随着输入电压到变换器时降到低于规定范围，让它在电压返回时重新起动，检测电压可是整流滤波的主电压。在此情况，即作为布朗输出保护。也能够用 PFC预调治器的输出电压保护，此功能遵从于 POWER-ON及 POWER-OFF功能。L6599 在输入欠压时关断。此是用内部比较器完成，如图 13 所示，其同相输入端为7PIN(LINE) ，比较器反相端内部接于。若是 LINE 端电压低于内部基准，在此条件下，软起动即被禁止， PFC_STOP端开路， IC 功率耗资减下来， PWM工作重新使能状态要在此端电压高于。比较器用一个电流滞插入形成比较器的电压窗口。在 LINE 端上电压低于基准时，内部 1uA电流漏被激活翻开，假设电压高于基准，即关断。这种方式供应一个附加的自由度，使设置 ON阈值及 OFF阈值成为可能，选择合适的外面电阻分压网络即能够实现。图 13 线路电压检测功能电路及工作波形参照图 1