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1、#外文翻译采用标准PWM控制技术的直流伺服电动机升压降压型交直流转换器的建模与仿真指导教师评定成绩(五级制)：指导教师签字：附件C：译文 采用标准PWM控制技术的直流伺服电动机升压降压型交直流转换器的建模与仿真摘要PWM控制的整流器能够有效且经济地应用于直流电机驱动上和作为中小型整流变极系统的前端转换器电源 ，同时其优越性在于结构简单和整流方案的操作可靠性。由于输出的直流电压会高于输入的峰值电压，所以交直流升降压转换驱动装置尤其适合在变速驱动系统里面作为动力源前端，把输入电压转换成为可变的直流电压，这里要用到一个单相或者三相电源。在本文中，介绍了一种标准的PWM控制的单相交直流升降压转换直流电

2、机驱动装置的动态模型和稳态等效电路，讨论并检验了电压、电流波形及输入及输出特性。阐明了测量、计算以及模拟结果之间有紧密关系，证明了该模型是有效和准确的。关键词:升降压；交直流转换器；标准PWM技术；直流电动机1 介绍 一般来讲，交流（从母线或者发电机）转换为直流是通过使用二极管接成整流桥并连接一个大容量直流电容器进行整流器输出的。使用普通二极管整流桥有很多缺点，输入电流谐波成分高，输入因数最大达到约0.5，直流输出电压不可调等。为此许多专家在尽量减少谐波电流成分和改善输入功率因数方面做出了很多尝试。使用半导体晶闸管式交直流转换器有结构简单的优点，然而，它的输入功率因数低且输出下降外特性曲线。由

3、二极管整流桥和直流断路器构成的整流器比起晶闸管式整流器有更高的输入功率因数，但仍然输出下降的外特性曲线。为了改善这些缺点，各种各样的电路结构都使用了由高频开关元件构造的脉宽调制（PWM）技术，二极管整流桥与升压型直流断路器相结合是需要许多元件的。关于脉冲宽度控制研究的交直流转换器被加以报道，并且仅考虑了RL负载。本文介绍了在标准PWM单相交直流降压直流电机驱动转换器的稳态模型方面的所做的一种尝试。研究了在使用CUK型交直流升压转换器用于构建直流伺服电机驱动器时的稳态和瞬态特性。本文拟建一个单相且只有一个开关元件的PWM交直流升降压转换驱动器。这种基于标准PWM控制的交直流转换器是非常简单和易于

4、实现的。分析和阐明了这种转换器的性能，介绍了PWM控制策略，直流电压控制方法和仿真方案。详细讨论了转换器的输入输出特性，电压、电流的波形以及动力特性。除此之外，该转换器还具有输出直流电压调节范围宽和输出直流电压高于输入交流峰值电压，且只有一个开关元件的特点。该转换器还大大减少了功率开关元件数量。这样在小的安装尺寸以及更少的能量损失等方面就有更加显著的优势。这说明了开关元件的数量的多少对交直流转换器的特性影响不是很大，从而说明了单开关转换器非常适合于经济型直流调压器。无论如何，使用多开关提高了开关损失及系统的成本，其安装的不可调和性也是无法避免的。2电路描述及其工作原理图1为一个独立的给直流电机

5、提供动力的交直流降压升压转换器的示意图。在图中我们可以看到该PWM驱动转换器由一个单开关元件组成的整流桥，直流电感线圈，一个由二极管连接和直流电感线圈串联再和直流电感线圈并联。拟建的转换器拟采用递升和递降断路器。在此结构中，电感起这着能量存储/转换元件的作用，通过由可控半导体功率器件构成的配电方案从而能够很容易地得到输出电压的递升、递减特性。整个转化过程通过两个不同的功率阶段加以完成，它们分别为整流阶段和控制分配阶段。在第一个阶段，一个简单的二极管桥式整流器被用来统一电机电流和供应电压。一个IGBT工作在最大频率值且采用均匀的PWM的控制策略在第二阶段被加以采用以控制输出平均电压的波动幅度。这

6、样在整流阶段，负载电压和电流的波形频率就在相当与输入频率两倍处反复波动。 图1 交直流升降压直流电机驱动转化器原理图2.1 PWM配电方案及直流电压的控制IGBT驱动信号是由比较一个直流参考信号，可变的振幅VC,伴随着一个锯齿形波，一个恒定振幅的Vr和频率fs,众所周知的开关频率。VC与Vr之间的比值D=Vc/Vr称为占空因数，被定义为“导通”时间Ton与总的开关周期Ts=Ton+Toff之比。平均输出电压是通过改变可变的VC来控制占空因数D（图表2）的。图 1 PWM开关信号的波形图3 操作方法操作方法及在这种由递降递减转换器伺服直流电机模式之中的等效电路依靠开关条件为开关元件和二极管D。每

7、个工作循环都取决于开关元件和二极管的状态，且都由2个或者3个不同的传导模式合并起来。图3说明了对于阳极提供电压来说一个配电循环有3种可能的模式。这些模式如下。3.1充电模式在充电模式当中，开关元件处于导通状态，所以二极管D处于反偏压状态，输入电压的绝对值通过电感线圈。如图3a所示，电感电流iL 将会上升并通过输入端，使能量储存到电感里面。在这种模式中，电机线圈接入端和输出电容被隔离于输入端。所以电容由上一个周期积累的电荷进行充电，并通过电枢绕组进行放电。系统会保持这种模式直到开关元件开启开关动作。在图3a中粗线表示在这一模式期间可能的电感电流和电机电流流通路径。3.2放电模式放电模式是对充电模

8、式的补充。当开关元件调到关的时候系统就转换到此模式并且二极管D处于正向导通。如图3b所示，电感电流iL变小并流过输出端和输出电容C以及直流电机。电感电压方向与其极性相反，并使二极管D 正向导通。存储在电感里面的能量被转化到电机且电感电流将会下降直到开关元件在下一个工作循环重新调到开的状态或者电感电流减少到零的时候为止（模式3）。电容是依照电感电流的下降来实现充电的。3.3模式3在模式3中开关元件一直处于关闭的状态带是电路条件会引起电感电流iL下降到0以使二极管D处于反偏状态。开关元件处于导通的状态的话这种模式将会一直持续。系统也将会停留在放电模式达由系统参数决定的一周期内。当然，这段时间不会超

9、过开关元件的关闭时间段。如果电感电流iL假定是连续的，模式3就会消失。图3c表示了在这一工作模式时间段的等效电路。(a)模式1 IGBT导通；二极管D断开(b)模式2 IGBT断开；二极管D导通(c)模式3 IGBT和二极管D同时断开图3 工作模式和正半循环电流路径4 模型仿真这一部分，将讨论交直流降压升压转换器的瞬态及稳态分析。假设功率电子元件是理想的，开关频率比起供电频率高出很多，这样在每一个开关周期就可以把输入和输出电压看作常数。4.1瞬态分析可变状态描述了一个由交直流升降压转换器伺服的分激直流电动机的动力表现同时取决于开关元件和二极管D。三种工作模式在图3中以插图的形式被加以考虑。上面

10、总共介绍的三种模式，二极管桥式连接输出电压被求出一般的分激直流电机电压方程式能被表示如下而电磁转矩方程式如下 这里km是电机常数且求出为可推出电磁转矩Te可以求出为 分析以无显著特征形式存在即与每个供应循环的脉冲数量没有关系。更进一步分析和解决方案要由实验证明。为了分析目的输入电压假设为正弦曲线。根据图3所示的所选的电流方向，下面的不同模式的状态或者性能方程式都能在下面发现：4.2稳态分析稳态分析旨在为转换器建立模型，从而获得一个与交直流升降压转换器相似等效电路。图4显示了在一个完整的开关循环期间相应的连续和非连续的电感电流和电压波形。基于对高开关频率的使用，假设输入电压在开关周期内为常数。电

11、感电压VL在充电模式期间是输入电压V，在放电模式期间是输出电压V0。因为恒定的开关频率和近似稳态的开关转换器分析，在每一个开关循环平均电感电压能够求出断路器的占空因数D函数(a)连续型运转(b)非连续型运转 图4 一个开关周期电感电压及电流波形这里的V(t)和V0(t)是平均调整电压和直流转换器在一个开关周期之间的输出电压。两个电压是各自独立的，假设V0(t)与V(t)极性相反。电感电压可以由此求得这里的iL(t)是每个开关周期的平均电感电流。电感电流即在放电模式期间产生输出电流是由输入电流在充电模式期间引起的。因此，便可以得出下列关于输入和输出电流的关系：这里的is(t)和i0(t)分别表示

12、在一个开关周期里面的平均输入电流和平均输出电流。从方程式(17)和(18)可以得到下面的关系式：把方程式(20)代入(21)得到方程式(22)表示了如图5所示的一个交直流降压升压转换器的稳态等效电路。从图中可以得到下面的电流关系式：一定要注意的是输出电容一定要充分的大以使输出直流电压变得平滑，使其频率在两倍输入频率处上下波动，就像传统桥式整流器一样。在稳态为了务必获得一个大的输出电容，假设输出电压V0(t)和电流i0(t)的平均值是常数；方程式(22)的第二个代数式假设等于0；这样考虑到输入电压就可以得到输出电压的转移函数如下上面的等式可以推导一个关于输出电压和直流整流电压之间的关系。从方程式

13、(24)可以看出拟建的整流器，当占空因数D0.5时工作在递升模式，D0.5时工作在递降模式。当D0.5时，输出电压与直流整流电压相等。 实际上工作模式3的时间间隔非常短，只有如本文描述的在开关频率足够高的情况下才存在这种情况。忽略模式3的工作就如在图1所示的交直流转换器可以用图5所示的直流等压电路来表示，转换器可以被一种完全的整流输出电压V(t)且D是开关元件的占空因数的直流直流转换器来替代。一种升压降压调整器提供一种高于或者低于输入电压的补偿电压，所以该调整器被称为升降压。这种转换器也被称为反向转换器，因为输出电压极性跟其整流阶段输入电压极性相反。图5 交直流升降压转换器的相似等效电路图5

14、仿真和实验结果仿真研究：正如在分析里面所知，假设转换器工作由理想的电路元件组成且其转化处于理想状态。方程式(6)-(16)是采用数学上的第四种容格库塔法描述了转换器的所有工作模式。为确保工作模式之间正确的转换，态变数的初始条件在每个模式开始的时候就由上一态变数的结果计算出来。基于MATLAB-SIMULINK软件的仿真结果被加以采用且该结果与实际结果相差很小。为了检验工作原理的可行性和理论结果的正确性，一个额定2.2KW(220V,10A)的小功率原型在实验室做实验。PWM交直流升降压转换器实验系统的功率回路如图表1所示。它由以下几个部分组成：主功率回路，一个PSB35/14(1400V，35

15、A)二极管桥式整流器，一个MG50J2YS1(600V，50A)绝缘栅型场效应管(IGBT)作为开关元件，一个额定功率为1.25KW的直流电动机，一个180V，8.6A，735rpm的发电机与之相配作为电动机的负载。选择一个的输出电容来得到一个近似的输出电压波形图。仿真实验性的主回路常数和条件罗列在表格1中。开关频率为1.8Hz。占空因数为0.8额定电压180V的电动机最大交流供应电压为70.69V。表格 1仿真电路及测试电动机参数参数符号数值最大输入电压输入频率开关频率电容电枢电阻电枢电感电动机常数电感转动惯量VsmffsCRmLmKmLJ70.69V50Hz1.8KHz6.0mH2.11V

16、(rad/s)95.8mH0.25kgm2通过仿真实验估算得到且由占空因数决定的平均输出电压特性在图6中用曲线表示出来。从图中可以看到可以通过调节占空因数把输出电压从0调节到比最大输入峰值电压还大的值。平均输出电压与占空因数的变化密切相关且平均输出电流因为因数(1-D)总是小于电感电流。这里需要图表注意，在没有一个转化装置的情况下升降压转换器提供的输出电压极性相反且其高效率是因为采用另外单开关元件。图7说明了电动机转速随着占空因数的变化而变化的情况。能够通过控制占空因数来进行宽范围的速度控制。从图6中可以看出，输出电压随着占空因数的变化而变化。占空因数从0到0.9之间变化时输出电压在0到410

17、V之间随之变化。在实验中通过控制占空因数在0到0.8之间及额定的电动机电压控制输出电压在0到180V 之间。同样，在图7中可以看到电动机速度值理论和实验但中都受控于占空因数。电动机速度为0时对应的D=0，而电动机额定转速765rpm所对应的D0.8。图6证明了拟建的模型包括递升递降运转。 图 6 计算和实验上输出电压的变化曲线图 7 计算和实验上的电动机速度变化曲线图8说明了实验得出的稳态电压和电流波形。如图8b所示，使用一个比大的电容加以代替来使得电动机电流连续和自由波形。电感电流也是连续的。在充电模式(模式1)电感电流逐渐升高，在放电模式(模式2)逐渐下降。在模式3由于高开关频率的使用电感

18、电流消失。然而，输入电流是离散的，在充电模式它等于电感电流；在放电模式它等于0。图8 实验电压和电流波形(a)电枢电压;(b)电枢电流；(c)电感电压；(d)电感电流 图9说明了电动机电压，电感电流，输入电流，转矩，电动机转速各自分别具有短暂的迅速爬升特性。根据由方程式(6)到(16)描述的数学模型计算当空战因数为0.8且一般负载转矩(8.5Nm)的结果与从MATLAB-SIMULINK软件得出的结果相比较。计算和仿真的特性不同之处主要有开关元件损失，但损失不会计算在分析模型当中。图 9比较计算和仿真爬升特性(a)电枢电压;(b)电枢电流;(c)电感电流(d)输入电流(e)转矩(f)电动机转速

19、图10和11说明了在稳态时电动机的这种瞬变特性取决与电动机的瞬加载荷。图10 说明了计算系统对转矩的响应以及电动机转速从半载状态(8.5Nm)到空载运行只需2秒。电动机转速从765rpm升到815rpm。从图11可以看出，以下改变负荷转矩有半载改为满载也是2秒，电动机转速由765rpm下降到710rpm。这两组结果都是在空占因数为0.8时所得出的。同样，从图12可以看出，改变空占因数也会改变电动机稳态特性。它说明了当空占因数在两秒内由0.8变为0.7时电动机电枢电压和电动机转速的变化。平均电枢电压由空占因数为0.8时的180V下降到空占因数为0.7时的105V，而平均电动机转速由空占因数为0.

20、8时的765rpm下降到空占因数为0.7时的423rpm。图10空占因数为0.8时负载转矩从8.5Nm 图11 空占因数为0.8时负载转矩由8.5Nm在2秒内下降到空载：(a)转矩；(b)电动机转速 在2秒内上升到17Nm：(a)转矩;(b)电动机转速 讨论的升降压转换器的方案对例如功率供应和电动机驱动的中小功率应用是合适的。它也可以用于直流电动机的启动来限制启动电流在期望值以下。其方法是通过在启动阶段控制空占因数来保证必需的电枢电压。6结论本文介绍了一个稳态等效电路和一个关于单相的采用标准PWM控制技术的直流伺服电动机升压降压型交直流转换器的动态模型。讨论和求证了电动机电压、电流波形图，电感

21、电流波形图以及转换器的输入输出特性。联系紧密地对测试，仿真及计算加以阐述，并证明了该模型是准确和切实有效的。研究了在启动期间和那些处于稳态电动机基于突变负载时的瞬时现象，以及空占因数对电动机稳态特性的影响。对于那些大于峰值电压的有用补偿，电压直流升压降压型交直流转换器尤其适合作为前端电源。它在变速驱动当中去转换有效补偿电压成为一个可变直流串联单相或者三相的可用电源。参考文献1 S.B. Dewan, Input and output filters for a single-phase rectifier power supply, IEEE Trans. Ind. Appl. IA-17 (

22、32) (1981) 282.2 A.R. Prasad, P.D. Ziogas, S. Manias, A novel passive wave shaping method for single-phase diode rectifiers, IEEE Trans. Ind. Electron.37 (6) (1990) 521.3 Y.J. Lee, K.Y. Suh, D.W. Chung, Optimal PAM strategy for variablespeed drive of three-phase induction motor, Trans. Korean Inst.

23、Elect.Eng. (South Korea) 36 (9) (1987) 616.4 A. Mechi, S. Funabiki, Step-up/down voltage PWM acdc converter with one switching device, IEE Proc. B 140 (1) (1993) 3543.5 O. Stihi, B.T. Ooi, A single-phase controlled current PWM rectifier, IEEE Trans. Power Electron. 3 (1988) 453.6 R. Itoh, K. Ishizak

24、a, Single-phase sinusoidal converter using mosfets, IEE Proc. B 136 (5) (1989) 237242.7 J.C. Salmon, Circuit topologies for single-phase voltage doupler boost rectifiers, in: Conference Proceedings of the IEEE Apec92, Boston, USA, 1992, pp. 549556.8 I. Takahashi, W. Ikeshita, Improvement of input cu

25、rrent waveform of a single-phase rectifier circuit, IEE J. Proc. B 105 (2) (1985) 174.9 M.H. Rashid, Power Electronics: Circuits, Devices and Applications, second ed., Prentice-Hall, Upper Saddle River, New Jersey, 1993.10 S.A. Hamed, Steady state modeling of a uniform pulsewidth- modulated single-p

26、hase ac-to-dc converter-fed dc motordrive, Eur. Trans. Elec. Power Eng. 3 (5) (1993) 379386.11 S.A. Hamed, Performance evaluation of three-phase variable-speed dc drive systems with uniform PWM control, IEEE Trans. Ind. Appl. 12 (2) (1997) 228242.原文出处：N.A. Ahmed / Electric Power Systems Research 73 (2005) 363372