正弦波逆变器的课程设计要点.docx

1、正弦波逆变器的课程设计要点目 录 .1第一章 绪论.21.1 正余弦波逆变器的概念.21.2 正余弦波逆变器的发展历史.21.2.1 概述.2 1.2.2 正余弦波逆变器器件概述.3第二章 正弦波逆变器中的开关器件及其基本工作原理.42.1 可关断晶体管（GTO）.42.2 电力晶体管（GTR）.5 2.3 功率场效应晶体管（Power MOSFET）.62.4 绝缘栅双极晶体管（IGBT）.72.5 小结.8第三章 正弦波逆变器设计总体思路. .93.1 总体框架图.93.2 局部电路.9 3.21 电压型逆变器.9 3.22 电流型逆变器.103.3 正弦脉宽调制逆变器.11 3.31 P

2、WM逆变电路及其工作原理.11 3.32 总控制电路.13 3.33控制局部电路.15 第四章 SPWM逆变器的应用.16 4.1 SPWM逆变器的概况.164.2 SPWM逆变器的应用场合.16总结.17 参考文献.17 第一章 绪论1.1正弦波逆变器的概念所谓逆变器，是指整流器的逆向变换装置。其作用是通过半导体功率开关器件（例如GTO,GTR,功率MOSFET 和IGBT等）的开通和关断作用，把直流电能换成交流电能，它是一种电能变换装置逆变器。特别是弦波逆变器，其主要用途是用于交流传动，静止变频和UPS电源。逆变器的负载多半是感性负载。为了提高逆变效率，存储在负载电感中的无功能量应能反馈回

3、电源。因此要求逆变器最好是一个功率可以双向流动的变换器，即它既可以把直流电能传输到交流负载侧，也可以把交流负载中的无功电能反馈回直流电源。1.2弦波逆变器的发展历史1.21 概述逆变器的原理早在1931年就在文献中提到过。1948年，美国西屋电气公司用汞弧整流器制成了3000HZ 的感应加热用逆变器。 1947年，第一只晶体管诞生，固态电力电子学随之诞生。1956年，第一只晶体管问世，这标志着电力电子学的诞生，并开始进入传统发展时代。在这个时代，逆变器继整流器之后开始发展。首先出现的是SCR电压型逆变器。1961年，B.D.Bedford提出了改进型SCR强迫换向逆变器，为SCR逆变器的发展奠

4、定了基础。1960年以后，人们注意到改善逆变器波形的重要性，并开始进行研究。1962年，A.Kernick提出了“谐波中和消除法”，即后来常用的“多重叠加法”，这标志着正弦波逆变器的诞生。1963年，F.G.Turnbull提出了“消除特定谐波法”，为后来的优化PWM法奠定了基础，以实现特定的优化目标，如谐波最小，效率最优，转矩脉动最小等。20世纪70年代后期，可关断晶闸管GTO、电力晶体管GTR及其模块相继实用化。80年代以来，电力电子技术与微电子技术相结合，产生了各种高频化的全控器件，并得到了迅速发展，如功率场效应管Power MOSFET、绝缘门极晶体管IGT或IGBT、静电感应晶体管S

5、IT、静电感应晶闸管SITH、场控晶闸管MCT，及MOS晶体管MGT等。这就是、使电力电子技术由传统发展时代进入到高频化时代。在这个时代，具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出不穷。特别是脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。1964年，由A.Schonung和H.Stemmler提出的、把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术（Sinusoida-PWM，简称SPWM），由于当时开关器件的速度慢而未得到推广。直到1975年才由Bristol大学的S.R.Bowse等把SPWM技术正式应用到逆变技术中，使逆变器的性能大大提高，并得到了广泛的应用和发展，也使正弦波逆变技术达到了一个

6、新高度。此后，各种不同的PWM技术相继出现，例如注入三次谐波的PWM、空间相量调制（SVM）、随机PWM、电流滞环PWM等，成为高速器件逆变器的主导控制方式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。1.22 正余弦波逆变器的器件概述 电力电子器件的发展经历了晶闸管（SCR）、可关断晶闸管（GTO）、晶体管（BJT）、绝缘栅晶体管（IGBT）等阶段。目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展，与其他电力电子器件相比，IGBT具有高可靠性、驱动简单、保护容易、不用缓冲电路和开关频率高等特点，为了达到这些高性能，采用了许多用于集成电路的工艺技术，如外延技术、离子注入、精细光刻等

7、。 IGBT最大的优点是无论在导通状态还是短路状态都可以承受电流冲击。它的并联不成问题，由于本身的关断延迟很短，其串联也容易。尽管IGBT模块在大功率应用中非常广泛，但其有限的负载循环次数使其可靠性成了问题，其主要失效机理是阴极引线焊点开路和焊点较低的疲劳强度，另外,绝缘材料的缺陷也是一个问题。 随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热

8、点之一。在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。 第二章 正弦波逆变器中的开关器件及其基本工作原理2.1 可关断晶体管（GTO） 可关断晶闸管GTO（Gate Turn-Off Thyristor）亦称门控晶闸管。其主要特点为，当门极加负向触发信号时晶闸管能自行关断。普通晶闸管（SCR）靠门极正信号触发之后，撤掉信号亦能维持通态。欲使之关断，必须切断电源，使正向电流低于维持电流IH，或施以反向电压强近关断。这就需要增加换向电路不仅使设备的体积重量增大，而且会降低效率，产生波形失真和噪声。可关断晶闸管克服了上述缺陷，它既保留了普通晶闸管耐压高、电流大等

9、优点，以具有自关断能力，使用方便，是理想的高压、大电流开关器件。GTO的容量及使用寿命均超过巨型晶体管（GTR），只是工作频纺比GTR低。目前，GTO已达到3000A、4500V的容量。大功率可关断晶闸管已广泛用于斩波调速、变频调速、逆变电源等领域，显示出强大的生命力。 GTO是一种PNPN四层结构的半导体器件，它的结构，等效电路图及图形符号示于图2.1-1中。图中A、G和K分别表示GTO的阳极，门极和阴极。1为P1N1P2晶体管的共基极电流放大系数，2为N2P2N1晶体管的共基极电流放大系数，图中的箭头表示各自的多数载流子运动方向。通常1比2小，即P1N1P2晶体管不灵敏，而N2P2N1晶体

10、管灵敏。GTO导通时器件总的放大系数1+2稍大于己于1，器件处于临界饱和状态，为用门极负信号去关断阳极电流提供了可能性。2.2 电力晶体管（GTR）电力晶体管是一种双极型大功率高反压晶体管，由于其功率非常大，所以，它又被称作为巨型晶体管，简称GTR。GTR是由三层半导体材料两个PN结组成的，三层半导体材料的结构形式可以是PNP，也可以是NPN。大多数双极型功率晶体管是在重掺质的N+硅衬底上，用外延生长法在N+上生长一层N漂移层，然后在漂移层上扩散P基区，接着扩散N+发射区，因之称为三重扩散。基极与发射极在一个平面上做成叉指型以减少电流集中和提高器件电流处理能力。 在逆变电路中，GTR都工作在共

11、发射极状态，其输出特性曲线是指集电极电流IC和电压VCE以及基极电流IB之间的关系，如图2.2-1所示。 GTR的特性曲线分5个区。区为截止区，IB=0，IC很小，为CE漏电流。II区为线性放大区，当IB增加时，IC也跟随IB线性增加。随着VCE继续降低，IC已没有增长能力，这就进入了深度饱和区，即第IV区。这时的VCE称为GTR的饱和压降，用VCES表示，它比GTO和VMOSFET要低。V区为击穿区， 当VCE增加到一定值时，即使IB不增加，IC也会增加，这时的VCE就是GTR的一次击穿电压。如果VCE继续增加，IC也增加，由于GTR具有负阻特性，当结温上升时，IC更大。由于整个管芯的导电不

12、可能绝对均匀，大的IC会产生集中热点，从而发生雪崩击穿，IC骤增。这时候，即使降低VCE也无济于事，高速增长的热量无法散出，在很短时间内（几微秒甚至几纳秒）便使GTR被永远地烧坏。这就是GTR的二次击穿现象，它是GTR最致命的弱点，也是限制GTR发展和进一步推广应用的最重要的原因之一。电力晶体管GTR大多作功率开关使用，所以，要求它要有足够的容量（高电压、大电流）、适当的增益、较高的工作速度和较低的功率损耗等。但由于电力晶体管的功率损耗大、工作电流大，因此它存在着诸如基区大注入效应、基区扩展效应和发射极电流集边效应等特点和问题。2.3 功率场效应晶体管（Power MOSFET） 功率场效应晶

13、体管简称功率MOSFET，它是一种以晶体管原理为基础，将微电子技术的发展成果应用到电力电子领域中的单极型的电压控制器件，不但有自关断能力，而且有驱动功率小、工作速度高、无二次击穿问题、安全工作区宽等优点。在这里以VDMOSFET为例，来大致介绍一下功率MOSFET的结构和工作理。图2.3-1(a)是VDMOSFET中一个单元的截面图，它是在电阻率很地的重掺杂N+衬底上生长一层漂移层N，该层的厚度和杂质浓度决定了器件的正向阻断能力。然后在漂移层上再生长一层很薄的栅极氧化物，在氧化物上沉积多晶硅栅极。在用光刻法除去一部分氧化物后，进行P区和N+源区双区双扩散，并沉积源极电极。这样，就形成了N沟道增

14、强型功率MOSFET，其电气图形符号如图2.3-1(b)所示。当漏极接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，P基区和N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。如果在栅极和源极之间加一正电压UGS，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少数载流子电子吸引到栅极下面的P区表面。当UGS大于某一电压值UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型半导体反型成N型半导体而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。电压UT称为开启电压，UGS超过UT越多，导电能力越强，漏极电流ID

15、越大。近年来，各种功率MOSFET型器件层出不穷。由于它具有开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好、可靠性强等优点，在应用中取代了许多原来为双极型功率器件所占据的领域。它的工艺特点决定了它能方便地同其他类型的器件相集成，从而促进了高压功率集成电路HVIC和智能功率集成电路SPIC的实现，推动了电力电子技术的发展。2.4 绝缘栅双极晶体管（IGBT） 绝缘栅双极晶体管（Insulate Gate Bipolar Transistor）简称IGBT，是一种新型的电力电子器件。它是MOSFET与GTR的复合器件，因此，它既具有MOSFET的工作速度快、输入阻抗高、驱动电路简单、热温度性好的优点，又包含了

16、GTR的载流量大、阻断电压高等多项优点，是取代GTR的理想开关器件。从1986年至今，尤其是近几年来IGBT的发展很快，目前已被广泛应用于电视控制、中频开关电源和逆变器、机器人、空调器以及要求快速低损耗的许多领域。现在已经被广泛应用的第三代IGBT通态压降更低、开关速度更快；集成的智能型IGBT功率模块使用更方便、体积更小、保护更可靠，并省去了驱动电路。从结构上可以看出，IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR，其简化等效电路如图2.4-2(a)所示，N沟道IGBT的图形符号如图2.4-2(b)所示。对于P沟道IGBT，其图形符号中的箭头防线恰好相反。图中的电阻Rdr是厚基区GTR基

17、区内的扩展电阻。IGBT是以GTR为主导元件，MOSFET为驱动元件的达林顿结构。图示器件为N沟道IGBT，MOSFET为N沟道型，GTR为PNP型。 IGBT的开通和关断是由门极电压来控制的。门极施以正电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通。在门极上施以负电压时，MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即为关断。当VDS为负时，J3结处于反向偏置状态，类似于反偏二极管，器件呈反向阻断状态。当VDS为正时，有两种可能：(1) 若门极电压小于开启电压，即VG VT时，绝缘门极下面的沟道形成，N+区的电子通过沟道进入N-漂移区，漂移

18、到J3结，此时J3记是正向偏置，也向N-区注入空穴，从而在N-区产生电导调制，使器件正向导通。2.5 小结 功率MODFET是单极型电压驱动器件，具有工作速度快、输入阻抗高、热稳定性好以及驱动电路简单等优点，但是导通电阻大，电流容量较低，阻断电压也低。GTR和GTO是双极型电流驱动器件，其阻断电压高，载流能力强，但是工作速度慢，驱动电流大，控制电路比较复杂。而IGBT作为功率MOSFET和GTR的复合器件，将它们各自的优点集于一身，扬长避短，使其特性更加优越，具有输入阻抗高、工作速度快、通态电压低、阻断电压高、承受电流大等优点，因而发展很快，应用很广，在各个领域中有取代前述全控型器件的趋势，I

19、GBT已成为当前电力半导体器件发展的重要方向。 第三章 正弦波逆变器设计总体思路3.1 总体框架图3.2 局部电路常用逆变器按照逆变器的直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器。3.21 电压型逆变器理想的逆变器，从直流变到交流的功率总是一定的值而没有脉动，直流电压波形和电流波形中也不应该产生脉动。而在实际的逆变电路中，因为逆变器的脉动数等有限制，因而，逆变功率P是脉动的。当逆变器的逆变功率P的脉动波形由直流电流来体现时，称为电压型逆变器，如图3.1-1所示，直流电源是恒压源。电压型逆变器的特点是：（1） 直流侧有较大的直流滤波电容Cd当负载功率因数变化时，交流输出电压的

20、波形不变，即交流输出电压波形与负载无关。交流输出电压的波形，通过逆变开关的动作被直流电源电容上的电压钳位成为方波。（2） 在逆变器中，与逆变开关并联有反馈二极管D1D6，所以，交流电压与负载无关，是方波。（3） 输出电流的相位随着负载功率因数的变化而变化。换向是在同桥臂开关管之间进行的。（4） 可以通过控制输出电压的幅值和波形来控制其输出电压。（5） 可以通过控制输出电压的幅值和波形来控制其输出电压。 3.22 电流型逆变器 当逆变器的逆变功率P的脉动波形由直流电压来体现时，称之为电流型逆变器，如图3.2-1所示，直流电源是恒压源。电流型逆变器的特点是：（1） 直流侧接有较大的滤波电感Ld。（

21、2） 当负载功率因数变化时，交流输出电流的波形不变，即交流输出电流波形与负载无关。交流输出电流波形，通过逆变开关的动作，被直流电源电感稳流成方波。（3） 在逆变器中，与逆变开关串联的有反向阻断二极管D1D6，而没有反馈二极管。所以，在逆变器中必须有释放换相时积蓄在负载电感上的能量的电路（通常用并联电容吸收这部分能量）。（4） 输出电压的相位，随着负载功率因数的变化而变化。换向是在两相邻相之间进行的。（5） 可以通过控制输出电流的幅值和波形来控制其输出电流。3.3 正弦脉宽调制逆变器3.31 PWM逆变电路及其工作原理PWM的工作原理 把正弦波波形分成N等份，就可以把正弦半波看成由N个彼此相连的

22、脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 N ，但是幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按照正弦规律变化。如果，把上述脉冲序列用同样的数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积（冲量）相等，就得到所需的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的宽度是按照正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波形的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按照正弦规律变化而和正弦坡等效的PWM波形，也称为SPWM（Sinusoidal PWM）波形。在PWM波

23、形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时只要按照同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确地计算出来。按照计算结果控制电路中各个开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值等变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制，得到所期望的PWM波形（如图3.31）所示。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交

24、时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这就符合PWM控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。这种情况使用最广，这里所介绍的PWM控制只要就是指SPWM控制。当调制信号不是正弦波时，也能得到与调制信号等效的PWM波形。 图3.31 PWM逆变电路在PWM型逆变电路中，使用最多的还是如图4.2-6所示的三相桥式逆变电路，其控制方式一般都是采用双极性方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波段Uc，三相调制信号 Uru、Urv和Urw的相位依此相差120。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同，现以U相为例来说明。当 Ur

25、u Uc时，给上桥臂晶体管V1以导通信号，给下桥臂晶体管V4以关断信号，则U相相对于直流电源假想中点N的输出电压 Uun=Ud/2 。当UruUc时，给V4以导通信号，给V1以关断信号，则Uun=-Ud/2 。V1和V4的驱动信号始终是互补的。当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是二极管VD1（VD4）续流导通，这要由感性负载中原来电流的方向和大小来决定，和单相桥式逆变电路双极性PWM控制时的情况相同。V相和W相的控制方式和U相相同。当臂1和臂6导通时，Uuv=Uv ，当臂3和臂4导通时，Uuv=-Ud，当臂1和臂3或臂4和臂6导通时，Uuv=0 。因此，逆变器输出线电压由Ud、0三种电平构成。3.32 总控制电路逆变电源控制电路的核心是SPWM发生器。SPWM的实现包括分立电路、集成芯片和单片机实现。它们的电气性能和成本有所不同，各有自己的优势和不足之处。逆变电源SPWM电路的调制频率固定为50Hz不变，为