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1、DSP物理与电气工程学院课程设计报告PWM波综述 成 员 1 郑 亚 婷 101103086 成 员 2 赵 瑞 云 101103084 专业 10电气工程及其自动化 指导教师 丁 电 宽 成 绩 日期 2012.12.22 PWM波综述摘要：脉宽调制PWM是开关型稳压电源中的术语，脉宽调制(PWM)是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。 PWM脉宽调制，是靠改变脉冲宽度来控制输出电压，通过改变周期来控制其输出频率。而输出频率的变化可通过改变此脉冲的调制周期来实现。这样，使调压和调频两个作用配合一致，且于中间直流环

2、节无关，因而加快了调节速度，改善了动态性能。由于输出等幅脉冲只需恒定直流电源供电，可用不可控整流器取代相控整流器，使电网侧的功率因数大大改善。利用PWM逆变器能够抑制或消除低次谐波。加上使用自关断器件，开关频率大幅度提高，输出波形可以非常接近正弦波。关键词：脉宽调制PWM、脉冲宽度、调制周期一、引言PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形，PWM控制技术最重要的理论基础是面积等效原理，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在惯性的，环节上时，其效果基本相同，原理图如图1所示。 PWM控制的基本原理

3、很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能实现。直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用。随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法， 如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM 控制技术获得了空前的发展。到目前为止，已出现了多种PWM控制技术，在此简单介绍几种PWM波实现的基本思想。1.1 等脉宽PWM法 VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)装置在早期是采用PAM（Pulse Amplitude Modulation）控制技术来

4、实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的一种。它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。相对于PAM法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量。 1.2 SPWM法SPWM（Sinusoidal PWM）法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯

5、性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。该方法的实现有以下几种方案。 1.2.1 等面积法 该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可

6、以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 1.2.2 自然采样法 以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。 1.2.3 规则采样法 规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SP

7、WM法。当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采样周期）内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（此时为采样周期的两倍）内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。 1.2.4 低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法

8、。其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为u（t)=ansinnt，首先确定基波分量a1的值，再令两个不同的an=0就可以建立三个方程，联立求解得a1、a2及a3，这样就可以消去两个频率的谐波。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波，但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点，该方法同样只适用于同步调制方式中。1.3 滞环比较法 这是一种带反馈的PWM控制方式，即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流的变化。该方法的优点是电路简单，动态性能好，输出电压不含特定频率的谐波分量。其缺点是开关频率不固定

9、造成较为严重的噪音，和其他方法相比，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多。 1.4 空间电压矢量控制PWM空间电压矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体，以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通)。 具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合

10、成任意电压矢量。此法输出电压比正弦波调制时提高15，谐波电流有效值之和接近最小。磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度。在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压矢量，形成PWM波形。这种方法克服了磁通开环法的不足，解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音。但由于未引入转矩的调节，系统性能没有得到根本性的改善。1.5 直接转矩控制PWM 1985年德国鲁尔大学Depenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(Direct Torque Control简称DTC)。直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流，磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接

11、作为被控量来控制，它也不需要解耦电机模型，而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的Band-Band控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，能方便地实现无速度传感器化，有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度，并以新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的动静态性能得到了迅速发展。但直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提高有限制。二、设计原理 现如今PWM的实现方法多种多样，这篇文章中我将着重介绍三种PWM波的产生方法。 2.1 SPWM对称规则采样法 规则采样法是从自然采样法演变而来的，因为工程上的实

12、际应用要求计算方法简单，误差不是很大。图2示出了依据规则采样法生成SPWM波的原理。 其基本思想是：在等腰三角载波的负峰值时刻te对正弦调制波进行采样而得C点，过C点作水平直线和三角波分别交于A、B两点，在A点时刻t和B点时刻tB控制功率器件的通断。也就是说，该法是用一段水平线段代替一段正弦曲线，从而将正弦波简化为阶梯波。根据相似三角形关系，可得： 式（1）由式（1）可推得脉冲宽度为 式（2）式中：Uc是三角载波幅值，保持不变；是正弦调制信号；M是调制比(oM1)；Tc是载波周期，Tc=lfc 图2 对称规则采样法 以A相为例，若一个周期内采样N点(即一个周期内有N个窄矩形脉冲)，则第i个窄脉

13、冲的占空比qA为： 式（3）式中：N为载波比，N=fc/f；i=O，N一1 为了消除输出的偶次谐波，同时保证SPWM具有四分之一周期对称，正、负半波对称和三相1200对称，本文采用同步调制(即三角波与正弦波的斜率在过零处的极性正好相反)的方法，且使N为3的整数倍。基于这一原理，本文将SPWM调制的采样初始时刻定在Td4处，N取129，载波频率为6450Hz，以此产生与电网同频率的正弦波，显然符合要求。因此，式(3)改为： 式（4）根据三相对称关系，其余两相占空比为： 式（5） 式（6）2.2 电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM） SVPWM技术是从电动机的角度出发，目的是使电动机获得圆形旋转

14、磁场。对于简化的对称三相绕组两极电机来说，三相轴线可以用单位矢量1，和来定义，如图3所示，其中=exp()。定子相电压分别加在三相绕组上，产生对称三相定子电流： 式（7） 图3 复平面上的定子绕组和定子电流空间矢量 忽略空间谐波，由定子相电流，和合成的定子电流空间矢量在空间按正弦分布，并以相电流的角频率旋转，其大小为： 式（8） 下标s代表电机定子绕组定子三相电流在对应的定子绕组轴线上产生磁动势。三相合成磁动势的轴线与定子电流空问矢量的方向一致。选择定子磁链作为特征量，则旋转的定子磁链在电机定子绕组中产生的感应电动势为 式（9）其中，和是定子三相绕组的端电压，其值可以通过电压空间矢量在相应轴线

15、上的投影得到。例如，电压空间矢量，可以得到每相的相电压为： 式（10） 反之，如果三相定子绕组中施加对称正弦变化的三相电压，且频率为，则电压空间矢量可以表示为 式（11） 根据采样理论，冲量相同而形状不同的窄脉冲作用在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。将复平面中的参考空间矢量在半个载波周期中用相邻的两个有效开关矢量和零矢量表示，参考空间矢量对应的冲量与有效开关矢量和零矢量对应的冲量作用的效果基本相同。因此，SVPWM的实质是开关状态矢量在半个载波周期内的时间平均值等于在半个载波周期开始时采样的参考空间矢量的平均值。参考空间矢量以固定的时钟频率2采样，根据采样得到的空间矢量求解下式： 式（12

16、） 其中，和是第一扇区中与参考矢量相邻的两个有效开关状态矢量，如图4所示，解上述方程式可以得到开关矢量的持续时间和，其中是载波周期。 图4 第一个扇区的开关状态矢量 式（13） 方程式中的角是参考空间矢量的相角。 空间矢量脉宽调制在第1扇区中的一个载波周期的输出波形，如图5所示： 图5 第1扇区每个载波周期输出电压波形2、3电流跟踪PWM控制技术 电流跟踪PWM的控制方法是：在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值，在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波形，这就能比电压控制的SPWM获得更好的性能。三、 基于TMS320F2812的实现方法 3.1 SPWM对称规则采样法

17、 TMS320F2812事件管理器A(EVA)的脉冲宽度调制电路共有3个全比较单元，每个单元都能输出两个带有可编程死区和极性相反的PWM信号，正好满足三相逆变器的需要。在控制领域中，PWM电路极大地减小了产生PWM波形的CPU开销，也简化了用于产生同步脉宽调制波形的控制软件和外部硬件。其PWM电路模块如图6所示。图6 EVA的PWM电路模块图设置通用定时器I(GPTl)为连续增减计数模式，以此作为时基来模拟前面所述的三角载波，载波周期为2*T1PR(定时器1周期寄存器值价定标输入时钟周期。在定时器1计数的过程中，其值不断与比较寄存器CMPRx(x=1，2，3)的值进行比较，当计数值与比较寄存器

18、的值相等时，则发生比较匹配，对应的PWM输出引脚发生电平翻转。在连续增，减计数模式下，一个周期将发生两次电平翻转，从而输出一对称PWM脉冲。比较寄存器的值代表脉冲宽度计数值，实时在线改变该值，就可以改变两次电平翻转的时刻，从而可以改变每个PWM脉冲的宽度。此外再通过配置死区发生单元和输出逻辑，就可以很方便的从通用输入输出(GPIO)多路复用端口输出所需的SPWM波形。为了得到理想、预期的SPWM波形，需要正确设置EVA模块的相关寄存器，其初始化设置程序如下： GpioMuxRegsGPAMUXall=Ox003F； /GPIOA口被配置为PWM16EvaRegsT1PR=5814； /PWM载

19、波周期为5814x2个定标的定时器时钟周期，即载波频率就是前面设定的645Hz；5814=75M/(50*129)/2EvaRegsACTRAall=0x0666； /设置比较行为控制寄存器：PWM1、3、5为高，PWM2、4、6为低EvaRegsDBTCONAall=OxOFF4；/配置死区控制器A：输出PWMI-6带有死区控制；死区值为15x32个HSPCLK时钟周期，即64usEvaRegsCMPRl=2907： /A相初始占空比50EvaRegsCMPR2=2907；/B相初始占空比50EvaRegsCMPR3=2907；/C相初始占空比50EvaRegsCOMCONAall=0x82

20、0Q, /比较控制寄存器A设置；使能比较操作，全比较输出使能 EvaRegsTICNT=Ox0000； /定时器1的计数寄存器从0开始计数 EvaRegsTICONall=0x084C； /配置定时器1的控制寄存器：(1)选择连续增减模式(2)使用内部时钟，定时器1计数频率为75M(3)使能定时器操作 EvaRegsEVAIMRAall=Ox0000； /仅仅使能EVA模块的定时器l的周期中断T1PINT EvaRegsEVAIMRBall=0x0000；EvaRegsEVAIMRCall=0x0000；3.2 电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）由图7可以得知TMS320F2812实现SV

21、PWM的原理。将载波周期分成上升沿和下降沿两个子周期。三角载波的下降沿子周期决定上桥臂IGBT导通时刻，上升沿子周期决定其关断时刻，上下桥臂的IGBT互补工作因此，TMS320LF2407A事件管理器A中定时器T1的周期为载波子周期T02，分别使用定时器T。的周期中断和下溢中断，来计算每个载波周期的开关矢量作用时间每半个载波周期更新一次参考空间矢量在复平面中的位置，得到相应的开关时刻将开关矢量作用时间装入全比较寄存器CMPRl、CMPR2和CMPR3中即可： 图7 开关时刻的确定To：载波周期从图7中还可以看出，每个载波子周期都起始下于零矢量U0或U7，将一个载波子周期To/2分成四段，按式（

22、13）所述的顺序输出PWM波形，可以得到每个扇区开关矢量作用时间的计算公式，如表1所示。 表l 每个扇区的开关时刻计算方程其中： 式（14） 根据计算得到的开关时间，每半个载波周期更新一次全比较寄存器的值，选择应的通道输出六路两两互补的PWM波。四、 软件设计方法 4.1 SPWM对称规则采样法在前述TMS320F2812事件管理器A初始化以及DSP硬件初始化的基础上，在主程序中设置一SPWM脉冲送出与否的标志位flag，通过该位来判断一个矩形脉冲是否已完成。如果该标志位已置1，则表明已完成，调用占空比计算子程序重新计算占空比之后，清除该位，并等待定时器1周期中断。在周期中断服务子程序中将计算

23、所得的比较寄存器的值送入EVA的3个比较寄存器CMPRl、CMPR2、CMPR3中，并且对相应的标志位置1，以便返回主程序后能进行下一个脉冲宽度的计算。整个系统程序流程图如图3所示。所有数据都采用定点数运算，Q15定标，以保证速度和精度。因为已经设定定时器l的计数方式为连续增/减计数模式，则比较寄存器值与占空比的计算关系为： 式（7）根据式(4)、(5)、(6)、(7)，以及设定的GPTl的周期寄存器的值T1PR就可以在占空比计算子程序中计算出三相SPWM波每个脉冲所需的比较寄存器的值，为周期中断中比较寄存器的刷新做好准备。 图 8 系统程序流程图4.2 电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）

24、 相关的寄存器设置完成及软件处理完毕后，EV模块将按下面4 个步骤完成产生SVPWM 的工作： (1) 在每个周期的开始,根据新Ux的状态确定ACTRx 14 - 12 设置PWM 输出。 (2) 在增计数过程中，当CMPR1 和通用定时器1 在T1/ 2 处产生第一次比较匹配时,如果ACTRx15 位中的值为1，则将PWM 输出设置为Ux + 60；如果ACTRx 15 位中的值为0 ,则将PWM 输出设置为Ux 。 (3) 在增计数过程中CMPR2 和通用定时器1在T1/ 2 + T2/ 2 处产生第二次匹配时,将PWM 输出设置为000 或111 状态,和前一种状态只有一位差别.在减计数过程中,当CMPR2 和通用定时器1在T1/ 2 + T2 处产生第一次匹配时,将PWM 输出设置为第二种输出模式。(4) 在减计数过程中,当CMPR2 和通用定时器1 在T1/ 2 处产生第二次匹配时,将PWM 输出设置为第一种输出模式。 流程图为：图9产生SVPWM 波形的流程图