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1、为无线应用设计分析和测试宽带圆极化小型微带天线为无线应用设计分析和测试宽带圆极化小型微带天线摘要：GPS、卫星手机都需要宽带小型圆极化天线。微带天线有固有的窄带宽，因此要求增加带宽和减小天线的尺寸，这篇论文主要是讨论天线的设计和宽带小型圆极化天线MSA测试。所设计的天线带宽通过使用EC堆叠贴片天线来扩大的。所设计的天线具有3 dB的轴比AR 16.71%和驻波比BW（驻波比小于2）20.17%。它通过加载的辐射贴片上的交叉缝隙，实现了一个明显的量的减少，这篇论文还分析了不同的模拟设计在驻波比、轴比、阻抗、增益以及回波损耗。在天线建造好之后，使用矢量网络分析仪（R&S来300KHz-8GHz）测

2、量天线，然后发现所测量的结果和预计模拟的结果十分吻合。关键词：轴比（AR）、驻波比（VSWR）、阻抗、紧凑、电磁耦合（EC）、极化（CP），微带天线1. 介绍 现如今，由于无线系统的高速发展，尤其是卫星通信，对于天线的要求也愈加提高。在卫星通信方面，如果移动台在仰角和姿态的变化，天线的发送和接收信号是在一个恒定的水平，这种理想的结果是很令人满意的。因此，宽带圆极化和尺寸小型化的天线应运而生。微带天线由于重量轻，体积小，生产成本低，非常适合于这种应用。虽然传统的贴片天线在单一馈电方式下可以产生一个圆极化辐射模式，但是当我们从高处极点向瓦层移动的时候，天线的增益就会减小，增益是伴随着轴向比的变小而

3、变小的。在过去的几年里，带有插槽的贴片天线调查得出使得天线变得更加紧凑，带宽更加大。因此选择合适的进料工艺、基材材料、偏振类型、宽带技术，尺寸缩小技术对一个天线的成功设计有重要的作用。单馈电方式的圆极化微带天线（CP）由于它的简单的结构被大家有兴趣的考虑。他们可以用比双馈圆极化微带天线更少的馈电板的空间，来更简洁的实现8。 Yan Shan Boo 等人用探针馈电矩形贴片与一个寄生元件，以实现12的轴向比带宽10。他们主要的贴片是在厚（86.0mm*77.5mm）的FR4（r=4.3,tan=0.02）衬底上制造的，它的上贴片（114.0毫米104.0毫米）是在泡沫薄FR4基板上构建而成的。然

4、而，制造泡沫寄生贴片本身就是很困难的，更何况是驱动贴片对准，因此，在本篇文章中，代替空气电介质是可以降低工业制造难度的介质。 为了设计一个单馈电方式的微带圆极化贴片天线（CP），包括截断补丁角落和嵌入在辐射贴片的横槽，都常采用摄动方法，使用一个接近正方形的贴片67,其中，采用了十字槽的优点是所需的贴片尺寸是相比于其它方法对于一个给定的圆极化频率小1.为了实现两个正交模式，这个模式有相同的振幅和相位差，十字槽必须被设计成具有适当的槽长度比，并通过调整供给位置，50输入阻抗可以在贴片中找到。十字槽的所需时隙长度比主要是由其时隙长度决定。对于较大的槽长度，微带天线具有相对较低的圆极化工作频率。本篇论

5、文分析圆极化带宽和谐振频率不同的插槽长度的效果。 为了实现良好的圆极化特性，将同轴馈电的位置进行了优化，将馈电位置通过X0=XCos和Y0=XSin在开始的时候被固定在了馈电位置（X0，Y0）的弧上3，这种馈电优化方式对提高圆极化堆叠微带天线的设计要求十分有用。 .天线的设计 现在有大量得提高天线带宽的方法，例如，优化馈电探头，使用多重共振，使用折叠的贴片进行馈电，或者使用开槽辐射单元。平面辐射元件的形状是由与槽反应性加载它设计和Chair.R等4优化而成的。它也表明，一个U形槽引入了输入阻抗的电容成分抵消探针的电感分量，还补偿了增加电感效应，由于狭槽，所述基板的厚度增大，因此作为厚度相应地增

6、加了带宽的增加。在本文中，两个正交交叉缝隙被引入以实现所需的特性。A. 仿真模拟的建立 天线的谐振特性进行了预测和优化使用，它使用瞬间优化技术方法高电磁场仿真软件IE3D。设计过程开始于确定该长度，宽度和电介质物质的种类对于给定的工作频率为每次用MATLAB软件的标准方程，然后该多层电介质法（叠层）被用于引入厚的空气电介质，以进一步增强带宽5 。除此之外将两个交叉缝隙整合并优化;这降低了天线的尺寸。在最后所述探针馈送引入用于获得所需要的带宽，谐振频率和增益值。B. 天线的物理结构 这两个几乎正方形补丁蚀刻在分开的基底上，他们是在底部衬底厚度h1和相对介电常数1，与厚度H3和相对介电常数3顶部基

7、板。为了方便起见，在实际设计中，两个基板的厚度均为H1= H3= 1.6毫米，并且 1=3= 4.4。为了实现较宽的带宽，稍微上层的贴片（15.89 mm 13.9 mm）是在FR4基板制造的（FR4介质的电特性r = 4.4, tan = 0.02，），空气介质夹在两者之间（空气介质的电特性r = 1.0, tan = 0.001）。该贴片被给予了优化后的馈电位置以得到广泛的辐射和良好的圆极化波。缝隙参数进行优化，以达到良好性能的轴向比参数。天线设计的尺寸列于表I给出，并且所有的单位为毫米。 采用同轴探头的电磁耦合（邻近耦合）微带天线被广泛的应用在目前的工作中。此馈电机构从灵活性的制造和匹配

8、得到了很多优化。探针的确切位置是由沿弧线改变探针来定位X-Y轴之间的最佳点来确定的。同轴探针位置首先确定上部贴片长度为大约三分之一。同轴探针位置是沿着x轴进行模拟，用以获得与负载的最佳阻抗匹配。此后，将探头位置沿XY轴模拟具有不同的角度，以找到最佳的圆偏振的性能在该工作频率范围内天线的良好阻抗匹配。 . 结果与讨论A. 仿真结果这个仿真结果是基于假设地平面为无穷大的情况下完成的。开槽贴片天线在中心两个交叉槽模拟结果示于图1和图2。在图1所示的贴片的回波损耗特性给出了由对称地增加时隙的近正方形贴片的谐振频率被降低，导致降低天线的整体尺寸。 图一 回波损耗与频率变化曲线应当指出的是，设计的天线共振

9、于4.208 GHz的。天线的模拟的VSWR带宽是大约849MHz的（20.17）覆盖的频率范围从3.9344 GHz到4.784 GHz，天线的轴比带宽是约703.28MHz的（16.71），如图2所示。实现了增益超过6.0 dBi，共振频率和天线效率约为61。 图二 轴向比和频率的变化曲线 B.参数研究A. 不同的时隙长度的影响用天线的不同的原型进行了不同的缝隙插槽长度的模拟，有L1 =15.89毫米，L2= 17.5Hz毫米和W1= W2=13.90毫米。它首先注意的是，当L1增大和12保持恒定时，天线还能保持良好的圆极化的特性，馈电点被移动朝向贴片中心，得到50输入阻抗。另外，当L1增

10、加时，圆极化的带宽的中心频率有所降低，如表II所示。在L1= 6mm的情况下和l2=4mm，中心频率降低到4.1792 GHz的时候，这相比于天线I的减少了5.3，并在辐射贴片的十字槽的槽长比提高到1.5。（参考图3和图4） 图三 回波损耗的变化和频率在不同的插槽长度的变化曲线 图四 驻波比的变化和频率在不同的插槽长度的变化曲线b.寄生贴片的不同长度的效果下部方形贴片长度L1被取为15.89毫米和顶方形贴片长度L2是从16.0毫米至17.5毫米（表III）变化。或者使用空气间隙（H2= 5），使用IE3D得到驻波和阻抗曲线，L2的四个值示于图5和图6。为实现L2的阻抗带宽= 17.5Hz mm

11、的772.8MHz的，比360MHz的的零空隙中获得的带宽要大得多。 图五 驻波比的变化和不同的寄生贴片长度的变化曲线 图六 阻抗特性和不同的寄生贴片长度的变化曲线C. 有限接地平面的影响 当从一个微带天线的辐射被认为是圆偏振，它通常是假定接地平面延伸到无限大。然而，在实践中，接地平面总是有限的，但它可以通过一个非常大的尺寸来近似，接地平面的边缘的影响可显着修改辐射模式以及轴比2。接地平面尺寸为35mm32毫米，计算的天线参数如表I所述。它可以观察到，通过一个有限接地平面的作用，轴比被明显修改（图7），而增益和天线的效率都降低了不少。此外，对于有限接地平面，背面裂片都存在，而对于无限地平面，在

12、辐射图案中没有回波瓣，如图 8所示。阻抗BW和轴比带宽的模拟值都列在表IV中。所设计的天线的几何结构在图9中如（a）所示。 图七 对于有限地平面的VSWR特性 C. 测量结果 制造后的天线（图9（b）的，使用矢量网络分析仪（VNA）（R300 KHz-8 GHz）进行测试。测得的VSWR带宽为806 MHz的3.89 GHz的（参见图10,11）共振的-25.769 dB的回波损耗。将测量和模拟的结果进行比较，结果在表中给出。 图八 有限大平面的辐射模式图 图九 a为天线的设计 b为使用VNA进行天线的测量（R&S300KHz-8GHz) 图十 回波损耗的仿真比较和实际测量结果 总结一种用于增

13、强贴片天线的带宽技术已经被设计出来了，将与上部和下部贴片和横槽之间的空气介电堆叠的贴片天线在较低的补丁被并入，由于其结构简单，也可以方便地制造。该天线是被成功设计，可以匹配所需的特性，并且可以达到约20.17的VSWR带宽，16.71的AR带宽，覆盖的频率范围从3.9344 GHz到4.784 GHz的约6.0 dBi的峰值增益值，可以在众多无线设备中使用，尤其是在卫星通信方面。 图 十一 仿真的VSWR结果和实际测量结果进行比较 图十二 测量所得输入阻抗（史密斯圆图） 时隙长度和对天线性能的寄生贴片长度的变化的影响进行了研究。据观察，谐振频率会降低，因此当槽的长度要减小，当槽的长度接近天线的

14、尺寸时。天线的设计是制定并使用矩量法泽兰德IE3D软件进行了优化。一个有限接地平面的上圆偏振微带天线的影响也进行了研究。这个结果已经显示，轴向比可以通过引入一个有限接地平面大大的提高将近16.71，而天线的增益和效率都会降低。获得的测量结果与7.5中的谐振频率的误差偏移相比，误差结果是令人满意，而误差的主要原因主要是由于制造公差。增益和效率不满足规范，因此可以进一步提高利用覆层，也作为用于天线保护盖。表 仿真结果与实际测量结果的比较 参考文献1 Ramesh Garg, Prakash Bhartia, Inder Bahl, Apisak Ittipiboon, Microstrip Ant

15、enna Design Handbook, Artech House, Boston, London, 2001. 2 Anne Claire LEPAGE Xavier BEGAUD, Gilles LE RAY, Ala SHARAIHA “F-Probe Fed Broadband Triangular Patch Antennas Mounted on a Finite Ground Plane”, IEEE Trans. Antennas Propagat., 2004. 3 Nasimuddin, Karu P. Esselle,and A. K. Verma, “Wideband

16、 Circularly Polarized Stacked Microstrip Antennas”, IEEE Trans. Antennas Propagat., 2007. 4 Chair R., Mak C.L., Lee K.F., Luk K.M., Kishk A.A. Miniature wide-band half U-slot and half E-shaped patch antennas. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2005. 5 Zhang Ronghui, Tang Xiaohong, Wang L

17、ing, and Zhang Xianjing, “Study of Microstrip-Line Inset-Fed and Two-Layer Electromagnetically Coupled Rectangular Patch Antennas”, IEEE Trans. Antennas Propag., 2005. 6 N. Herscovici, Z. Sipus, and D. Bonefaci, “ Circularly polarized single-fed wideband microstrip patch, ” IEEE Trans. Antennas Prop

18、ag, , 2003. 7 Q.Lee, T. Talty, and K. F. Lee, “Circular Polarization characteristics of stacked microstrip antennas”, Electronics Letters,vol.26,pp.2109-2110,December1990. 8 Takanori NORO, Yasuhiro KAZAMA ,Masaharu TAKAHASHI and Koichi Ito, “A Study on the Mechanism of Wideband Characteristics for S

19、ingle-Fed Stacked Circularly Polarization Patch Antenna”, IEEE Trans. Antennas and Propagat., 2007. 9 L.Bian,Y.X.Guo,L.C.Ong,and X.Q.Shi. “Wideband Circularly-Polarized Patch Antenna”. IEEE Trans. Antennas Propag., Vol.54,No.9. pp. 2682-2686. Sept 2006. 10 Yan Shan Boo, Nasimuddin, Z. N. Chen, and A. Alphones,“Broadband Circularly Polarized Microstrip Antenna for RFID Reader Applications”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2009.