开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖Word文件下载.docx

1、.4 图1-3 系统总体框图 提高效率地方法及实现方案1） Boost升压斩波电路中开关管地选取：电力晶体管（GTR）耐压高、工作频率较低、开关损耗大；电力场效应管（Power MOSFET）开关损耗小、工作频率较高.从工作频率和降低损耗地角度考虑,选择电力场效应管作为开关管.2） 选择合适地开关工作频率：为降低开关损耗,应尽量降低工作频率；为避免产生噪声,工作频率不应在音频内.综合考虑后,我们把开关频率设定为20kHz.3） Boost升压电路中二极管地选取：开关电源对于二极管地开关速度要求较高,可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择.与快速恢复二极管相比,肖特基二极管具有正向压降很小、

2、恢复时间更短地优点,但反向耐压较低,多用于低压场合.考虑到降低损耗和低压应用地实际,选择肖特基二极管.4） 控制电路及保护电路地措施：控制电路采取超低功耗单片机MSP430,其工作电流仅280A；显示采取低功耗LCD；控制及保护电路地电源采取了降低功耗地方式,具体实现见附录图2,单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电.2 电路设计与参数计算2.1 Boost升压电路器件地选择及参数计算Boost升压电路包括驱动电路和Boost升压基本电路,如图2-1所示.图2-1 Boost升压电路 （a）PWM驱动电路 （b）Boost升压基本电路 2.1.1 开关场效应管地选择选择导通电阻小地IRF5

3、40作为开关管,其导通电阻仅为77m（VGS=10V, ID=17A）.IRF540击穿电压VDSS为55V ,漏极电流最大值为28A（VGS =10 V, 25C）,允许最大管耗PCM可达50W,完全满足电路要求.2.1.2 PWM驱动电路器件地选择单片机I/O口输出电压较低、驱动能力不强,我们使用专用驱动芯片IR2302.其导通上升时间和关断下降时间分别为130 ns和50 ns,可以实现电力场效应管地高速开通和关断.IR2302还具有欠压保护功能.2.1.3 肖特基二极管地选择选择ESAD85M-009型肖特基二极管,其导通压降小,通过1 A电流时仅为0.35V,并且恢复时间短.实际使用

4、时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联.2.1.4 电感地参数计算1） 电感值地计算： 其中,m是脉动电流与平均电流之比取为0.25,开关频率f=20 kHz,输出电压为36V时,LB=527.48H,取530H.2） 电感线径地计算：最大电流IL为2.5A,电流密度J取4 A/mm2,线径为d,则由得d=0.892 mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应,制作中采取多线并绕方式,既不过流使用,又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积地减小.2.1.5 电容地参数计算 其中,UO为负载电压变化量,取20 mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465F,取为2000F,实际电路中用多只电容

5、并联实现,减小电容地串联等效电阻（ESR）,起到减小输出电压纹波地作用,更好地实现稳压.2.2 输出滤波电路地设计与参数计算 （见附录）2.3 控制电路地设计与参数计算单片机根据电压地设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号地占空比,实现稳压输出,同时,单片机与采样电路相结合,将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等措施,并实现输出电压、输出电流和输入电压地测量和显示.PWM信号占空比当U2=15V,UO=36V时,UIN=1.2*U2-2V=16V, 最大值DMAX=0.556；当U2=21V,UO=30V时,UIN=1.4*U2-2V=27.4V,最小值DMIN=0.087系统对于单片机A

6、/D采样精度地要求：题目中最高地精度要求为0.2%,欲达到这一精度,A/D精度要达到1/500,即至少为9位A/D,MP430内置A/D为12位,只要合理设定测量范围,完全可以达到题目地精度要求.4 保护电路地设计与参数计算2.4.1 过流保护 （共三级）1） 输入过流保护在直流输入端串联一支保险丝（250V,5A）,从而实现过流保护.2） 输出过流保护 输出端串接电流采样电阻RTEST2,材料选用温漂小地康铜丝.电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样.过流故障解除后,系统将自动恢复正常供电状态.3） 逐波过流保护 逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测,过流时强行关断,防止场效应管烧坏

7、.具体实现电路见附录图5（a）.考虑到MOS管开通时地尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作,加入如附录图5（b）所示电路.2.4.2 反接保护反接保护功能由二极管和保险丝实现,电路如附录图3（a）.2.4.3 过热保护通过热敏电阻检测场效应管地温度,温度过高时关断场效应管.2.4.4 防开机“浪涌”保护用NTC电阻实现了对开机浪涌电流地抑制,见附录图3（a）.2.4.5 场效应管欠压保护利用IR2302地欠压保护功能,对其电源电压进行检测,使场效应管严格工作在非饱和区或截止区,防止场效应管进入饱和区而损坏.5 数字设定及显示电路地设计分别通过键盘和LCD实现数字设定和显示.键盘用来设定和调整输

8、出电压；输出电压、输出电流和输入电压地量值通过LCD显示.电路接口见附录.6 效率地分析及计算 （U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A） DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V,信号占空比D1-UIN/UO=0.456,输入电压有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A, 输出功率PO=UO*IO=72 W下面计算电路中地损耗P损耗：1） Boost电路中电感地损耗：其中,DCR1为电感地直流电阻,取为50 m,代入可得PDCR1=0.68 W2） Boost电路中开关管地损耗开关损耗 PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f其中,tr是开关上

9、升时间,为190ns,tf是开关下降时间,为110ns,f是开关频率,为20 kHz,代入可得 PSW=0.2160 W导通损耗 其中,导通电阻RDSON=77 m,电流感应电阻RSNS取0.1 ,代入得PC=1.23 W3） 肖特基二极管地损耗 流过二极管地电流值与输出电流I0相等,则二极管损耗其中,IO=2 A,取二极管压降VD为0.35 V,代入可得PD=0.7 W4） 两只采样电阻上地总损耗为0.9 W （计算过程见附录2） 其他部分地损耗约为0.8 W,具体计算过程见附录2.综上,电路中地总损耗功率P损耗=4.5WDC-DC变换器地效率= PO /（PO+P损耗）=94%.7 系统特

10、色：1输出电压反馈采用“同步采样”方式,有效地避免了电压尖峰对信号检测地影响.软件滤波可降低毛刺干扰,但不能从根本上减小干扰. “同步采样”法是根据开关毛刺地可预测性（集中在开关瞬间,持续时间不超过2S）,在开关管动作后2S再采样,避免采到毛刺,提高了反馈信号地准确度和稳定度.2采用多种措施降低系统地电磁干扰（EMI）,如：开关频率较低,降低了EMI；单片机内部地时钟源压控震荡器（DCO）采用了抖频技术,使EMI能量分散在各个频率点上,降低了EMI地峰值；产生PWM信号时也使用了抖频技术,即实现了用较少位数地PWM产生较多地控制阶数,又减少了EMI.3具有多重保护措施,保证了系统地高可靠性.3

11、 软件设计 （主要流程图如图3-1所示）图3-1 主要流程图程序说明:本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM地占空比,实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样地方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误地判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它地反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定地工作.4 系统测试及结果分析4.1 测试使用地仪器 （如表4.1所示）表4.1 测试使用地仪器设备序 号名称、型号、规格数量备注1FLUKE 15B 万用表4美国福禄克公司2TDGC-2接触调压器（0.5KVA）上海松特电器有限公司3KENWOO

12、D CS-4125 示波器带宽20MHz4.2 测试方法 （连接如图4-1所示）图4-1 测试连接图4.3 测试数据4.3.1 电压调整率SU测试 （测试条件：IO=2A,UO=36V）U2=15V时,UO1=35.98V；U2=21V时,UO2=36.13V.电压调整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%.4.3.2 负载调整率SI测试 （测试条件：U2=18V,UO=36V）IO=0A时,UO3=36.29V；IO=2A时,UO4=36.04V.负载调整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%.4.3.3 DC-DC转换器效率测试（测试条件：IO=2A,UO=36V,U2=1

13、8V）UIN=19.5V,IIN=3.88A；UO=36.00V,IO=1.975A.DC-DC转换器效率=UOIO/UINIIN=93.97%.4.4 测试结果分析4.4.1 测试数据与设计指标地比较 （如表4.2所示）表4.2测试数据与设计指标地比较测试项目基本要求发挥要求电路测试结果输出电压可调范围30V-36V实现最大输出电流2A电压调整率20.2%0.42%负载调整率50.5%0.69%输出噪声电压峰峰值1VPP1.8 VPPDC-DC变换器效率70%85%93.97%过流保护动作电流2.50.2A故障排除后自动恢复动作电流2.53A,可以自动恢复.输出电压设定和步进调整步进1V,测

14、量和显示电压电流实现,步进可达0.1V.其他完整可靠地保护电路4.4.2 产生偏差地原因1） 对效率等进行理论分析和计算时,采用地是器件参数地典型值,但实际器件地参数具有明显地离散性,电路性能很可能因此无法达到理论分析值.2） 电路地制作工艺并非理想地,会增加电路中地损耗.4.4.3 改进方法1） 使用性能更好地器件,如换用导通电阻更小地电力MOS管,采用低阻电容.2） 使用软开关技术,进一步减小电力MOS管地开关损耗；3） 采用同步式开关电源地方案,用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗；4） 优化软件控制算法,进一步减小电压调整率和负载调整率.5 结论本电路结构简单,功能齐全,性能优良,

15、除个别指标外均达到并超过了题目要求.保护电路完善,使用更安全.使用同步采样技术和多种抗EMI技术使得本电路更加环保.由于时间紧张,任务较为繁重,本电路尚有不足之处,如输出纹波偏大等.这些都是以后我们努力和改进地方向.附录1 电路原理图图1 开关稳压电源电路图2 单片机最小系统图3 保护电路 （a）输入保护电路 （b）过热保护电路图4 输出过流保护电路图5 逐波过流保护电路附录 2 效率计算完整过程 电路中地主要损耗已在正文中进行了计算,下面给出其他部分损耗地计算过程：1. Boost电路中电容地损耗 输出电流有效值代入数据得 IO-RMS=2.069 A而电容地损耗 等效串联电阻ESR取为10

16、 m,代入得PCO1=0.0428 W2. 输出滤波电路地损耗：1） 电容地损耗 计算方法与求PCO1相同,可求得PCO2=0.0428 W2） 电感地损耗 其中,DCR2为电感地直流电阻,取为50 m,又IO=2A, 代入可得PDCR2=0.20 W3. PWM驱动部分地损耗1） 驱动芯片IR2302地静态损耗为12 mW（可忽略）2） IR2302驱动电路地动态损耗 其中,导通控制电压UGSON=12V,场效应管输入电容CQON=1.7 nF, f=20 kHz,代入计算得 P驱动=2.45 mW（可忽略）4. 由于设计实现时较多地考虑到降低功耗,控制电路和检测保护电路功耗都较小,总体估算

17、为0.5 W.4. 过流保护采样电阻上地损耗 其中,IO=2A,RTEST2=0.09,代入可得 PRTEST2=0.36 W5. 逐波过流保护采样电阻上地损耗 其中,采样电阻RTEST1=0.087,代入数据计算可得PRTST1=0.536 W附录 3 输出滤波电路地设计与参数计算为了降低纹波,采用LC低通滤波器,取截止频率fL=200 Hz,电容取470F,由 可得 代入得L=215.80 H,取220H附录 4 参考文献1 王兆安,黄俊.电力电子技术.北京：机械工业出版社,2006年2 谢嘉奎,宣月清,冯军.电子线路（线性部分）.北京：高等教育出版社,1999年3 J.Michael Jacob、蒋晓颖.功率电子学原理与应用.北京：清华大学出版社,2005年