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1、由于它处于接收机放大链的前端，因此，对整个系统来讲是非常重要的。它的噪声系数、增益和线性度等指标对整个射频接收机系统的性能有重要影响，其中噪声系数几乎决定了整个接收机的噪声性能。接收机灵敏度公式如下所示： （1.1）式中：k为波尔兹曼常数，T0为温度，B为带宽，（S0/N0）min是系统正确解调出接收信号所需的最小输出信噪比，Fn为噪声系数。由上式可以看到，在影响接收机灵敏度的几个因素中，在常温下T0是不变的，带宽B和（S0/N0）min是由接收机结构决定的。当然也可以通过改变接收机结构来改变B和（S0/N0）min或者采用低温来降低T0，本课题主要讨论噪声系数对接收机灵敏度的影响，不考虑温度

2、的影响。本课题对低噪声放大器的多种设计方法进行了研究，查阅了大量的资料，总结了前辈的设计经验，运用美国Agilent公司的高级设计软件 ADS2008 仿真，设计了一个在2.45GHz的频率范围内满足指标要求的低噪声放大器，利用smith圆图设计匹配网络，较详细的研究了偏置电路的设计，并且对偏置电路对整个电路的影响进行了讨论。2 低噪声放大器理论综述2.1 史密斯圆图8史密斯图是一款用于电机与电子工程学的图表，主要用于传输线的阻抗匹配上。采用双线性变换，将z复平面上实部r=常数和虚部x常数，两族正交直线变化为正交圆，并与：反射系数|=常数和虚部x常数套印而成。图2.1 史密斯圆图用归一化的负载

3、阻抗来表示反射系数： （2.1）归一化的负载阻抗和之间的关系是一一对应的。所以画在史密斯原图上的曲线只不过是在平面上画出的常数电阻和电抗的等值线。当中的代表其线路的反射系数，即S11，是归一负载值，即/。是电路的负载值，是传输线的特性阻抗值，通常会使用50。图表中的圆形线代表电阻抗力的实数值，即电阻值，中间的横线与向上和向下散出的线则代表电阻抗力的虚数值，即由电容或电感在高频下所产生的阻力，当中向上的是正数，向下的是负数。图表最中间的点（1+j0）代表一个已匹配的电阻数值，同时其反射系数的值会是零。图表的边缘代表其反射系数的长度是1，即100%反射。在图边的数字代表反射系数的角度（0180度）

4、和波长（由零至半个波长）。2.2 S参数9在绝大多数涉及射频系统的技术资料和数据手册中，都用到散射参数（S参数）。其原因在于实际射频系统不再采用终端开路、导线形成短路的测量方法。采用导线形成短路的时候，导线本身存在电感，而且其电感量在高频下非常之大，此外，开路情况也会在终端形成负载电容。另外，当涉及电磁波传播时也不希望反射系数的模等于1，在这种情况下，终端的不连续性将导致有害的电压、电流反射，并产生可能造成器件损坏的振荡。S参数描述了两端口入射功率和反射功率之间的关系，而不是电压和电流的关系。应用S参数测量和校准都变得容易4。描述一个系统被V1和V2激励，a1、a2和b1、b2分别表示输入和输

5、出口的入射波、反射波功率。假定系统是线性的，S参数定义为： 图2.2 二端口网络S参数 （2.2） 式中称为双端口网络的散射矩阵，简称为矩阵，它的个参数的意义如下：表示2端口匹配，1端口的反射系数表示2端口匹配，1端口到2端口的传输系数表示1端口匹配，2端口到1端口的传输系数表示1端口匹配，2端口的反射系数在射频与微波频段上，与端口的开路、短路条件相比，端口的匹配比较容实现，在端口匹配条件下进行测试也比较安全。2.3 长线的阻抗匹配10匹配包含两个方面的含义：一是微波源的匹配，要解决的问题是如何从微波源中取出最大功率；二是负载的匹配，要解决的问题是如何是负载吸收全部入射功率。这是两个不同性质的

6、问题，前者要求信号源内阻与长线输入阻抗实现共轭匹配；后者要求负载与长线实现无反射匹配。2.3.1 微波源的共轭匹配对于一个给定的微波源，其输出最大功率的条件是：在同一参考面上负载的输入阻抗Zi与波源的内阻抗Zs互为共轭复数，这个条件称为“共轭匹配”。需强调的是Zi与Zs必须对同一参考面而言，其中Zi为从参考面处向负载看去的输入阻抗，Zs为从参考面处向波源看去的输入阻抗。2.3.2 负载的匹配在传输微波功率时一般都希望负载时匹配的，因为匹配负载无反射，传输线中为行波状态，这对于传输微波功率来说，主要有以下几点好处：1）匹配负载可以从匹配源输出功率中吸收最大功率。2）行波状态时传输线的传输效率最高

7、。因反射波带回的能量和入射波一样会在传输线中产生损耗，固有反射时的损耗功率增大，传输效率低。3）行波状态时传输线功率容量最大。因在驻波状态时，沿线的高频电场分布出现波腹，波腹处的电场比传输同样功率时的行波电场高得多，因此容易发生击穿，从而限制了功率容量。2.3.3 匹配方法阻抗匹配的方法有二：一是在不匹配系统中适当加入无功元件，称为调配器，人为引入一个或多个反射并使之与原系统产生的反射相互抵消而达到匹配；二是两不匹配系统间加接一阻抗变换器，其作用是化原不匹配系统内的大反射为多级的或渐变的小反射乃至最终过渡到匹配状态5。2.4 微带线简介11微带线属于敞开式部分填充介质的双导体传输线。它是由介质

8、基片上的导带和基片底部的金属接地板构成的，整个微带线用薄膜工艺制作而成，基片采用介电常数高、高频损耗低的陶瓷、石英、蓝宝石等介质材料，导带采用良导体材料。微带线适合制作微波集成电路的平面结构传输线，与金属波导相比，其体积小、重量轻、使用频带宽、可靠性高和制造成本低等；但损耗稍大，功率容量小。60年代前期，由于微波低损耗介质材料和微波半导体器件的发展，形成了微波集成电路，使微带线得到广泛应用，于是相继出现了各种类型的微带线。微带线的参数确定如下，微带线特性阻抗Z0的大小由导体带宽度W和介质板的厚度h以及有效介电常数决定的，如下： （2.3） （2.4） 式中Z0为填充介电常数为的介质时微带线的特

9、性阻抗；Z01为填充空气时的同一尺寸微带线的特性阻抗；W为微带线的导带宽度；h为微带线的介质基片厚度5。3 低噪声放大器的基本性能指标3.1 中心频率f01213中心频率就是调谐放大电路的工作频率，一般在几百KHz到几百MHz，也有进入微波频段甚至毫米波频段的。它是根据设备的整体指标确定的，是调谐放大器的主要指标。它是设计放大电路时选择有源器件和计算调谐回路元件参数的依据。放大器所能允许的工作频率与晶体管的特征频率fT有关，由晶体管小信号模型可知，减小偏置电流的结果是晶体管的特征频率降低。在集成电路中，增大晶体管的面积使极间电容增加也降低了特性频率6。3.2带宽1213为保证频带信号无失真地通

10、过放大电路，要求其增益频率响应特性必须有与信号带宽相适应的平坦宽度。放大电路电压增益频率响应特性为最大值下降3dB时，对应的频率宽度为放大器的通频带，通常以BW表示，即带宽。而低噪声放大器的带宽不仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要求全频带内噪声要满足要求。带宽又分为绝对带宽和相对带宽。绝对带宽定义如下： （3.1）采用绝对带宽表示时，带宽BW的量纲为Hz。相对带宽常用的表示方法为百分比法。采用相对带宽表示时，带宽是无量纲的相对值。百分比法定义为绝对带宽占中心频率的百分数，用RBW表示为： （3.2）其中为中心频率。通常当相对带宽小于10%时称为窄带放大器，相对带宽大于30%时称为

11、宽带放大器，而相对带宽大于100%时称为超宽带放大器，考虑到噪声系数是主要指标，但是在宽频带情况下难于获得极低噪声，所以低噪声放大器的工作频带一般不宽，较多为20%左右。3.3 噪声系数1213在电路某一特定点上的信号功率与噪声功率之比，称为信号噪声比，简称信噪比，用符号Ps/Pn（或 S/N）表示。放大器噪声系数是指放大器输入端信号噪声功率比 Psi/Pni 与输出端信号噪声功率比 Pso/Pno 的比值。噪声系数的物理含义是：信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声，使信噪比变坏；信噪比下降的倍数就是噪声系数。影响放大器噪声系数的因素有很多，除了选用性能优良的元器件外，电路的拓扑结构是否合理

12、也是非常重要的。放大器的噪声系数和信号源的阻抗有关，而与负载阻抗无关。当一个晶体管的源端所接的信号源的阻抗等于它所要求的最佳信号源阻抗时，由该晶体管构成的放大器的噪声系数最小。实际应用中放大器的噪声系数可以表示为 （3.3）Fmin是当源端为最佳源阻抗时放大器的最小噪声系数，Rn是噪声阻抗，是放大器按最小噪声系数匹配时的最佳源反射系数。由此可见放大器的输入匹配电路应该按照噪声最佳来进行设计，也就是根据所选晶体管的来进行设计。设计输出匹配电路时采用共轭匹配，以获得放大器较高的功率增益和较好的输出驻波比6。图3.1 多级放大电路示意图当系统中有多级放大器相连时，其系统总噪声系数和总增益表达式为:

13、（3.4）式中表示多级放大器总的噪声系数;F1、F2和F3分别表第一、第二和第三级的噪声系数;G1、G2和G3分别表示第一、第二级和第三级放大器的功率增益。从上式知道，越后项分母越大，所以初级噪声系数F1对总体噪声系数的影响最大。只有F1尽量低，前级增益G1和G2足够大，整机的噪声性能才能足够小3。3.4 增益1415根据线型网络输入、输出端阻抗的匹配情况，有三种放大器增益：工作功率增益、转换功率增益、资用功率增益。对于实际的低噪声放大器，功率增益通常是指信源与负载多为50标准阻抗情况下实测的增益，一般用dB表示。其表达式为放大器输出功率与输入功率的比值： （3.5）低噪声放大器的增益要适中，

14、太大会使下级混频器输入太大，产生失真。但为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。放大器的增益首先与管子跨导有关，跨导直接由工作点的电流决定。其次放大器的增益还与负载有关。低噪声放大器大都是按照噪声最佳匹配进行设计的。噪声最佳匹配点并非最大增益点，以此增益G 要下降。噪声最佳匹配情况下的增益成为相关增益。通常，相关增益比最大增益大约低24dB。所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态范围等结合起来考虑。根据经验，一般取值在1520 dB较为合适。增益平坦度是指功率最大增益与最小增益之差，它用来描述工作频带内功率增益的起伏, 常用最高增益与最小增益之差，

15、即G（dB）表示8。3.5稳定性16放大器必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性。这一点对于射频电路是非常重要的，因为射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的趋势。考察电压波沿传输线的传输，可以理解这种振荡现象。若传输线终端反射系数01，则反射电压的幅度变大（正反馈）并导致不稳定的现象。反之，若01，将导致反射电压波的幅度变小（负反馈）。当放大器的输入和输出端的反射系数的模都小于1,即 in1, out1 1,晶体管处于绝对稳定状态。4.5设计输入匹配网络2021224.5.1 匹配原理在设计放大器时，一般有以下几种原则：一是以达到最大功率增益为目标；二是以达到最稳定增益为目标；

16、三是要达到某一确定的增益值（小于最大增益）；四是以达到最小噪声系数为目标。更多的时候，是要综合考虑以上的目标。对于低噪声放大器，注重的是要求放大器有极低的噪声系数同时又能得到一定的增益，这样就必须在噪声和增益之间取折中方案。所有这些设计目标均可以按照网络的S参数导出相应的公式。对于不同的设计原则，相应的匹配网络的结构也就不一样。实际的应用中三极管的输入共轭匹配的源反射系数（） 和最小噪声源反射系数（） 很少一致。因此， 必须找到一种折中的输入匹配方法来满足最佳噪声系数和最佳输入反射回损的性能。当由一个给定的噪声系数 F= Fi来设计时，可以推出等噪声系数圆方程，其方程如下： （4.5.1）圆心

17、为 ， （4.5.2） 半径为 （4.5.3）其中 （4.5.4）得到等噪声系数圆后， 按照要求的噪声系数设计放大器的问题就演变为从该等噪声系数圆中确定一个合适的值。利用（8）式可以在平面上画出一组等噪声系数圆。当r=0时，F即达其最小值Fmin，这时的 画出图来我们还能发现，通过圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数 就是信号源端匹配时（=0）的噪声系数，不包围圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数F将在下列范围： F，包围圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数F将在下列范围： 匹配电路最核心的就是起个阻抗变换作用，把一个阻抗变换成为另外一个需要的阻抗，从而达到匹配的效果。在我们得到最小噪声系数的源反射系数时

18、，就可以来设计输入匹配电路了。根据反射系数与阻抗的关系 和放大器的输入阻抗，可以算出经匹配网络向源看去的阻抗这样我们就可以通过阻抗变换的方法设计出需要的输入匹配电路。利用smith圆图和ADS软件可以方便的实现型、T型、型等匹配电路，其中还涉及到带宽及频率响应等问题，篇幅有限在这里不再赘述。对于输出匹配网络，在多级的情况下，为了达到更高的功率增益，其输出匹配采用共轭匹配的形式。通过器件手册可以得到其S参数，求出稳定因子就可以判断放大器是否可以匹配。对于的放大器都是可以匹配的，当 时，理论上可以进行匹配，但实际上不可行，因为由其反射系数可知，这是一种纯电抗性匹配，而现实中的元件都是有电阻性分量的。当时，在理论上可以匹配，但已无使用意义，因为这时| L|=1。当 Ks-1时，无论是理论上还是在实际上都不能匹配成功。对于潜在不稳定的匹配放大器而言，因为| |的取值较大时|L|有可能大于1，所以|L|的取值将受到限制，不能随意取值。由于我们制作放大器已经首先选择了稳定的参数，所以其总是可以同时实现双端口的匹