变频电机设计及调速系统研究外文文献及翻译Word下载.docx

1、最大升压控制法通过保持固定的直通占空比消除了电感电流和电容电压的低频脉动，同时减少了开关器件的电磁应力。最大升压法仅适用于相对较高的输出频率，然而最大恒定升压控制法中的Z源网络的设计仅取决于开关频率，而与输出频率无关。在本文中Z源逆变器的升压系数、输出直流线电压、电容电压、输出交流电压、电压增益等参数由调制指数固定的最大升压控制法所确定，并由仿真和实验验证。关键词 传统逆变器，Z源逆变器，升压系数，PWM，三次谐波，电压增益。1. 引言逆变器是直流/交流的转换设备。以直流形式输入的电压或电流被转换为交流电压输出。改变直流输入或改变逆变器增益都可以对输出电压进行控制。传统逆变器广泛应用于工业中的

2、变速驱动及其他场合，根据其输入的不同可分为两种：a电压源逆变器。b电流源逆变器。脉冲宽度调制可以控制逆变器的增益，不同的PWM技术就是用来控制此类逆变器。PWM控制技术还降低了输出信号的谐波失真并且提高了逆变器的性能。三次谐波输入PWM的方法消除了输出波形中的三次谐波分量，而且提供了比常规PWM技术更大范围的调制指数。 这些PWM波形可以通过使用带无源和有源元件的模拟电路产生，也可以由微处理器和微控制器产生4。 图1.传统电压源逆变器图1 显示了传统三相电压源逆变器：一个大电容并联在输入侧的直流电压源上，在电容器两端产生的电压作为三相桥的激励，直流输入可以是电池或燃料电池堆或二极管整流器，也可

3、以是电容。三相桥式逆变电路含六个开关，每一个开关由一个功率晶体管和一个反向并联的二极管提供双向电流流通和反向电压阻断能力。图2为传统电流源逆变器：一个大电感在电源激励下的响应作为直流电流源。电源可以是电池，燃料电池堆，二极管整流器或变频器等。电压源逆变器的三相桥式逆变电路由六个开关组成，每个开关都是一个有反向阻断能力的开关器件例如门极关断晶闸管和可控硅或串联二极管的功率晶体管来实现单向电流流动和双向电压阻断。电压源型逆变器和电流源型逆变器的开关器件的开关时间是通过向控制终端（例如栅极）施加控制电压而进行控制的。图2 传统电流源逆变器传统上，大多数行业的电压源型逆变器和电流源逆变器都是用来进行可

4、调速驱动，但是这些传统逆变器有诸多局限。如下：1） 它们要么作为降压变频器要么作为升压变频器而不能即可升压又可降压，就是说不能使输出电压可以任意大于或小于输入电压。电压源逆变器的输出电压总是小于输入电压，被称为降压逆变器，因此该逆变器需要加入额外的升压电路。而电流输出电压总是大于输入电压源逆变器，被称为升压逆变器，因此需要附加额外的电压调节电路。这样就增加了额外的成本2）电压源逆变器和电流源逆变器的主要桥逆变电路不能互换。换句话说，电压源逆变器主电路不能用于电流源逆变器，反之亦然。3）由电磁干扰造成的电压源逆变器中的直通问题和电流源逆变器的开路问题降低了逆变器的可靠性。电压源逆变器上下两个晶体

5、管不应同时接通，否则会造成击穿，可能会由于电流过大而损坏逆变电路。因此，需要加入死区时间来阻断电压源逆变器的上下开关，而此举会造成波形失真。4）电流源逆变器在上下两个晶体管的情况下不应同时关闭，否则会引起桥臂开路，由开路引起的电压跌落可能会导致逆变电路损坏。因此在上下设备同时工作的重叠时间内需要进行安全操作，导致波形失真。2 Z源逆变器 新发明的阻抗源电力逆变器解决了传统电压源逆变器和电流源逆变器的所有问题。他被应用于交流直流功率转换。图3显示通用的Z源变流器结构。电源可以是电压源和电流源。图3 Z源逆变器结构Z源逆变器由一种独特的阻抗网络构成，该网络由主电路与电源负载或其他变频器耦合而成，这

6、种特性是传统电压源逆变器和电流源逆变器所不具有的。阻抗网络由两个电感和两个电容彼此连接构成，以如图所示的形式构成二阶滤波网络，两个电感器和电容器的值相等，两个电感可以是两个独立的电感也可以是耦合在同一铁芯的两个电感，由于尺寸和成本的下降，薄膜电容的额定电压和电压等级都可以被确定。2.1 Z源逆变器的PWM控制 传统PWM逆变器的拓扑结构会对开关机构施和电机施加很大的电磁应力， 限制了电机在恒定功率下的转速6。直流/交流升压逆变器的拓扑结构可以减轻应力和限制，然而却面临成本过高和两段功率转换过于复杂性的问题。传统的PWM调制含六个工作状态和二个零状态。传统中的逆变器，零状态时桥臂的上三个或下三个

7、开关器件为打开，不向负载提供电流，所以在零状态下负载电压基本为零。 Z源逆变器在六个活跃状态和两个零状态之外提供另外一个直通状态。在直通状态下单个桥臂或所有桥臂的上下开关装置同时切换，从而使负载短路。因此，在直通状态下负载两端的输出电压依然保持为零，从而使直通状态的效果等同于传统的零状态。在Z源逆变器中部分零状态或全零状态被转换为单一桥臂或三个桥臂上下开关器件同时切换的直通状态。在传统逆变器中，不允许出现直通状态，因为其将导致击穿。Z源网络允许出现直通零状态，直通零状态给逆变器提供了升/降压的能力。因此，为了保持输出电压为正弦、占空比保持不变，部分或所有零状态被转换为直通状态，可以用作控制Z源

8、逆变器的传统PWM控制法有：1 简单升压控制2 最大升压控制3 最大恒定升压控制所有这些PWM方法的对照如2 6所示。简单升压控制法比较简便，但是会对开关装置产生较大的电磁应力。最大升压控制法可以降低开关的电磁应力，但是阻抗网络的设计取决于输出频率。带或不带三次谐波注入的最大恒定升压控制客服了简单升压法和最大升压控制法的局限。2.2 Z源逆变器的分析 Z源逆变器在工作状态的等效电路如图4所示。在图4中，工作状态下的逆变电路作为电流源。值为Vdc的直流输入电压源通过反向阻断二极管D施加于Z源逆变器上。所有传统的PWM技术都适用于Z源逆变器，在直通时间（T0）内直流电压Vdc被提升大于输入电压，因

9、此输入二极管将反向截止阻碍电流反向流动。Z源逆 变器的详细分析在1中给出。变频器桥臂中的直流线电压的平均值为： （1）其中Vdcl是直流电压，等于电容电压Vc。T是开关周期，T0是直通时间。逆变器桥上的直流电压峰值为： （2）其中B为由直通零状态导致的升压系数： （3）图4 工作状态下Z源逆变器的的等效电路直流电压的峰值等效于逆变器上的直流电压。在另一侧，输出相电压的峰值可以表示为： （4）上式中的M是PWM波形的调制系数，Vacp是输出相电压的峰值 Vip是六国逆变器桥臂的直流线电压的峰值 根据（2）式和（4）式 相电压的峰值可以表示为 （5）对于传统V源PWM逆变器 相电压输出峰值可表示为

10、，其中调制系数M重总是小于unity，因此传统的逆变器输出电压总是小于输入的直流电压。从等式（5）可以看出，通过选择合适的升/降压系数，Z源逆变器即可输出升压也可输出降压。升/降压系数取决于调制系数M和升压系数。对于Z源逆变器，其升压系数总是大于或等于1。当升压系数等于1时，Z源逆变器相当于传统逆变器。由（3）给出的升压系数B受逆变器PWM输出的直通占空比所控制3 含三次谐波注入的最大恒定升压控制法为了减小体积和成本，直通占空比必须保持恒定的，同时，对于给定调制系数的升压希望其对于开关器件的电磁应力尽量小。最大恒定升压控制法可以得到最大的电压增益而保持直通占空比不变。设计含三次谐波注入的最大恒

11、定升压控制法的目的就是提供最大的恒定升压并尽量降低电磁应力。直通脉冲的的产生如图7所示，此种直通脉冲可由三角波发生器和比较器生成。直通时间由被称为直通电平的两个参考电平所决定。当三角波超过直通电平上限或小于直通电平下限时直通脉冲产生。在开关周期之内，直通时间保持不变 这些直通波形均匀分布在传统PWM波形中以此获得带直通的PWM波形。图8为含直通的三次谐波注入脉宽调制和含三次脉冲注入的最大升压控制法。 在基波中注入三次及更高次分量可以减小输出波形的谐波失真，含16.6%基波分量的三次谐波被注入到调制信号中。从图8中可以看出，直通电平的上限总是等于或高于参考信号的最大值，直通电平的下限总是等于或低

12、于参考信号的最小值。因此直通状态仅仅出现于零状态内，所以这种控制方法能有效保证输出的电压波形。如图8所示，在调制信号的的的角度内，三次谐波分量过零并达到反向峰值。所以在时，达到峰值，同时Vb达到最小值-该方法仅需要两条直线即可控制直通时间。直通占空比决定了升压系数，如果直通占空比在开关周期内保持不变，那么升压系数也保持恒定，从而获得恒定最大升压系数图7 直通脉冲对于给定的调制系数，决定直通占空比的两个参考电平的距离保持为， 因此直通占空比恒定并可以如图表示：图8 含三次谐波注入的最大恒定升压控制法的PWM波形升压系数B和电压增益G可以采用下式计算： （7） （8）其中Vacp是输出相电压的峰值

13、，Vdc是输入直流电压 M是调制系数。逆变器中的直通占空比决定了升压系数B。等式（7）给出了调制系数和升压系数的相对关系。三次谐波注入控制法将调制系数控制范围从0.577扩大到1.154。等式（8）表示了电压增益约等于（0.57），并且随着调制指数的上升而下降，当时，逆变器的增益为零。4 仿真结果用matlab中的simulink软件进行仿真，simulink中内建了许多电力电子元器件，如二极管、场效应管、电容、电感、电机、电源等等。电路元件按设计连接无误，按要求给出所有元件参数应进行仿真。含三次谐波注入的最大升压控制法被用来做PWM生成和仿真。完整的仿真图如图9所示。z-源逆变器的元件值仅取

14、决于开关频率，这些元件值按1和3中的设计指南选定.对于该电路来说L1 = L2 = 4mH，C1 = C2 = 1000uF。该系统的目的是产生230V的线电压。PWM产生的载波频率被设定为1KHZ，调制参考信号被设定为50HZ，调制系数为0.8，输入直流电压为188V。用PWM生成器和逻辑电路生成含三次谐波的最大恒定升压PWM，PWM发生器模块生成一个给定的载波频率的正常三相PWM波形。图9 仿真结构利用三角函数发生器 比较器 加法器生成直通脉冲 用或逻辑功能使这些直通脉冲均匀分布在三相PWM波形中。详细的分析如下：直通占空比 升压系数=2.593 直流线电压平均值=337V 直流电压峰值=

15、2.593*188=487V 输出交流电压峰值=0.8*2.593*188/2=194.5V 输出交流电压有效值=137.5V 输出线电压有效值*137.5=238V 升降压系数=0.8*2.593=2.075 电容器电压逆变器增益=2.075通过上述分析得到逆变器的电压增益为2.075。当我们增加直通时间间隔，升压系数也将增加，从而增加了逆变器的电压增益，因此逆变器的增压系数和电压增益都将取决于直通时间。以同样的输入电压和载波频率进行的模拟结果如图所示，与理论分析吻合。对于传统逆变器，在调制系数为0.8输入直流230V的情况下欲获得230V的输出电压是不合理的，因为这需要额外的升压电路。图1

16、0显示 适用于Z源逆变器的的输入电压为188v，电容器的电压为直流电压平均值，保持为337v，如图11，因此输入电压被从188v升为337v且适用于直流电压，直流电压的峰值作为输入电压输入到逆变器的主电路。逆变器桥的直流输出电压如图12所示，直流电压的峰值保持480v基本不变，观察到在直通状态时，在逆变器中的所有器件同时打开，将直流环节短路，直流电压为零。图10 输出直流电压=188V图11 电容电压=337V图12 逆变器桥上的直流电压峰值对于给定的负载，定子的三相电流波形和电压如图13所示分别表示为图14。可以观察到，对比传统PWM逆变器定子电流波形是非常平滑的正弦波形。图13 三相定子电

17、流图15是二极管电压和电感电流的模拟及实验结果。当所有六个开关都打开时 处于直通状态，电容器电压是二极管反偏，阻碍反向电流。同时，我们可以看到 在在直通期间，电容电压等于电感电压，电容器向电感充电，以使此时电感电流增加，当工作状态时电感放电。图14 定子线电压 图15 二极管电压和电感电流这是Z源逆变器的基本性质，通过此操作，逆变器可以实现输出电压大于输入电压。图15 速度变化曲线感应电机调速的仿真结果如图16所示.最初，电机的转速线性增加，同时电机获得更大的电流来维持转矩不变。稳态下，电机的最高转速为157rad/s 换算为每分钟1500转。5 结论无论在观念上和还是在理论上，Z源逆变器都突

18、破了传统电压电流源逆变器的障碍和限制，提供了先进的电源转换的概念。通过控制直通占空比可使Z源逆变器的输出电压高于直流输入电压，这是传统变频调速所无法实现的。本文对其工作原理做了描述，对电路特点给予分析，展示了它的概念和优势。根据对不同PWM技术的对比。最大恒定升压控制法较其他脉宽调制技术更有优势，含三次谐波注入的最大升压控制法可以在升压的同时降低开关器件的电磁应力，它允许过调制，调制系数可以从0.57到1.154之间调节。用simulink软件以上述PWM方法对Z源逆变器驱动电机的系统进行仿真，仿真结果与传统PWM逆变器的对比如下：1 通过打开主逆变器的所有开关可达到直通状态，因此电磁干扰和电

19、磁噪声不影响Z源逆变器，此种直通状态在传统逆变器中是不允许的。2 感应电流和电容电压中的低频脉动被完全消除。3 在工作状态中，通过调节直通时间可以将输出电压提升至任意值而无需调节调制系数。4 直通状态由两条直线决定，所以更容易维持恒定的直通状态及恒定的升压系数。5 所需电容电感的尺寸较传统PWM逆变器更小，从而所需成本也更少。6 相比较于传统PWM逆变器，定子电流波形更加平滑。在较低的载波频率下，允许脉动小，在较高的载波频率下，定子电流平滑。参考文献 1 Fang Zheng Peng, “Z- Source Inverter”, IEEE Transaction on Industry Ap

20、plications. 39: 2003,2. Wuhan,China. 2 Miaosen Shen, Jin Wang, Alan Joseph, Fang Zheng Peng, Leon M. Tolbert, and Donald J. adams, “Constant Boost Control of the Z-Source Inverter to Minimize Current Ripple and Voltage Stress”, IEEE Transactions on industry application vol. 42, no. 3, May/June 2006

21、3 S. Rajakaruna, Member, IEEE and Y. R. L. Jayawickrama, “Designing Impedance Network of Z-Source Inverters” IEEE Transactions on industry application. 4 G. Pandian and S. Rama Reddy, “Embedded Controlled Z Source Inverter Fed Induction Motor Drive” IEEE transaction on industrial application, vol.32

22、, no.2, May/June 2010. 5 K. Srinivasan and Dr. S. S. Das, “Performance Analysis of a Reduced Switch Z-Source Inverter fed IM Drives”, Journal of Power Electronics, Vol. 12, No. 2, May/June 2010. 6 Omar Ellabban, Joeri Van Mierlo and Philippe Lataire, “Comparison between Different PWM Control Methods

23、 for Different ZSource Inverter Topologies” IEEE Transactions on industry application, May/June 2010 7 K.Niraimathy, S.Krithiga, “A New Adjustable-Speed Drives （ASD） System Based On High-Performance Z-Source Inverter”, 978-1-61284-379-7/11 2011 IEEE, 2011 1st International Conference on Electrical Energy Systems 8 Muhammad H. Rashid, “Power Electronics”, Second Edition, Pearson Education. 指导教师评语：指导教师签字： 年 月 日