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1、相对于线性稳压电源功耗较大的缺点， 开关电源的效率可达 90%以上， 而且造价低、体积小。开关电源的工作原理如 图 1 所示，它由调整管、滤波电路、比较器、三角波发生器、比较放大器和基准源等构成。在图 1 中，三角波发生器的输出波形加到比较器的反相端，其同相端接比较放大器的输出 Vf 。当三角波的幅度小于比较器的同相输入时， 比较器输出高电平， 对应调整管导通的时间为 ton 。反之， 当三角波的幅度大于比较器的同相输入 时，对应调整管的截至时间为 toff 。为了稳定电压输出，按电压负反馈方式引入反馈，以确定基准源和比较放大器之间 的联系。假设输出电压增加，则 FVo增加，比较放大器的输出

2、Vf减小，那么比较器的输出波形中 toff增加，从而使调 整管的导通时间减小，输出电压下降，起到稳压的作用。如果忽略电感的直流电阻，那么输出电压 Vo为调整管发射极电压Ve的平均分量，于是有：其中， q 为占空比。在输入电压一定的时候， 输出电压与占空比正比， 通过改变比较器输出波形的占空比就可以控制 输出电压的幅值。图1 开关电源的工作原理UC3842的工作原理UC3842是美国Unitorde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片。 该调制器单端输出， 能直接驱动双极型的功率管或场效应管。其主要优点是管脚数量少，外围电路简单，电压调整率可达 %工作频率高达500kHz,启动电流小于

3、1mA正常工作电流为5mA并可利用高频变压器实现与电网的隔离。该芯片集成了振荡器、具有温度补偿的高增益 误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路以及 PWM锁存器电路。其内部结构及基本外围电路如图 2所示。图 2 UC3842 的内部结构及基本外围电路UC3842是 8脚的双列直插的封装形式。如图 2所示，第1脚为补偿脚，内部误差放大器的输出端，外接阻容元件以确定误差放大器的增益和频响。第 2脚是反馈脚，将采样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电 压进行比较，产生误差电压，控制脉冲的宽度。第 3脚为电流传感端，在功率管的源极串接一个小阻值的采样电阻

4、，构 成过流保护电路。当电源电压异常时，功率管的电流增大，当采样电阻上的电压超过 1V时，UC3842就停止输出，有效地保护了功率管。第 4脚为锯齿振荡器外部定时电阻 R与定时电容C的公共端。第5脚为地。第6脚为图腾柱式输出电压，当上面的三极管截止的时候下面的三极管导通,为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路,加速了功率管的关 断。第7脚为输入电压，开关电源启动的时候需要在该引脚加一个不低于 16V的电压，芯片工作后，输入电压可以在1030V之间波动，低于10V时停止工作。第 8脚为内部的基准电压输出，电流可达 50mAO电路上电时,外接的启动电路通过引脚 7提供芯片需要的启动电压。在启

5、动电源的作用下,芯片开始工作,脉冲宽度调 制电路产生的脉冲信号经 6脚输出驱动外接的开关功率管工作。功率管工作产生的信号经取样电路转换为低压直流信号 反馈到 3脚,维护系统的正常工作。电路正常工作后,取样电路反馈的低压直流信号经 2脚送到内部的误差比较放大器,与内部的基准电压进行比较,产生的误差信号送到脉宽调制电路,完成脉冲宽度的调制,从而达到稳定输出电压的目的。 如果输出电压由于某种原因变高，则 2 脚的取样电压也变高，脉宽调制电路会使输出脉冲的宽度变窄，则开关功率管的 导通时间变短，输出电压变低，从而使输出电压稳定，反之亦然。锯齿波振荡电路产生周期性的锯齿波，其周期取决于脚外接的RC网络。

6、所产生的锯齿波送到脉冲宽度调制器，作为其工作周期，脉宽调制器输出的脉冲周期不变，而脉冲宽 度则随反馈电压的大小而变化。实际应用电路图 3 开关稳压电源系统总体框图根据UC3842的特点，设计一个 3036V可调的开关型稳压电源，其总体结构框图如图 3所示。交流输入后通过整流滤波得到直流电压，经过 LM317后获得的直流电压，作为 UC3842芯片的启动电压。芯片启动后通过脉宽调制控制功率管的开关从而实现稳压输出。控制电路的核心是 UC3842其后级的高速开关功率管要求满足一定的耐压值和足够大的额定电流。这里可以选用 IRF540，其耐压值高达100V,额定电流可以达到 33A。高频变压器的升压

7、系数为，采用双桥间距为的铁氧铁芯，由直径的铜丝绕制而成。高频变压器出来的脉动直流电压，先通过二极管整理，再通过3个50V/3300F的电解电容，和由一个 33 H电感和2个104的电容构成口型滤波器进行滤波后输出。其 UC3842 的核心电路如图 4所示。图 4 UC3842 的核心电路图如图4所示，UC3842的工作频率由4脚和8脚间的RT和CT决定的。理论上，其内部的振荡频率最高可达 500kHz。在本系统中RT和CT分别选用了 10kQ和卩F,根据公式：可以计算得其工作频率约为 40kHz,符合开关电源的要求。在 UC3842的2脚处接上一个10kQ的电位器，通过调节 电位器的阻值改变反

8、馈电压，使脉宽的占空比发生变化，从而可以实现输出电压 3036V的连续可调变化。结语利用电流控制型脉宽调制芯片 UC3842为核心设计的开关稳压电源，电路结构简单、成本低、体积小、易实现，并且 可以克服电压型脉宽调制器开关稳压电源频响慢、电压调整率低和负载调整率低的缺点，具有广阔的应用前景。基于UC3842的电流控制型开关电源电压控制型开关电源会对开关电流失控，不便于过流保护，并且响应慢、稳定性差。与之相比，电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，能克服电流失控的缺点，并且性能可靠、电路简单。据此，我们用 UC3842芯片设计了一个电流控制型开关电源。为了提高输出电压的精度，系统没有

9、采用离线式结构，而采用直接反馈式结构。本系统在设 计上充分考虑了电磁兼容性和安全性，可广泛应用于工业、家电、视听和照明设备。电流控制型开关电源的原理框图 电流型控制是针对电压型控制的缺点而发展起来的，在保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，其原理框如图 1 所示。图 1 电流控制型开关电源的原理框图电流控制型开关电源是一个电压、 电流双闭环控制系统，内环为电流控制环，外环为电压控制环。当 U O 变化导致 UF变化，或I变化导致US变化时，都会使PWMfe路的输出脉冲占空比发生变化， 从而改变UQ达到输出电压稳定的目的。电流型控制芯片 UC3842UC3842是一

10、块功能齐全、较为典型的单端电流型 PWM控制集成电路，内包含误差放大器、电流检测比较器、 PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。它提供 8端口双列直插塑料封装和 14端口塑料表面贴装封装，内部结 构如图 2 所示。图2 UC3842内部电路8端口双列直插塑料封装的 UC3842各管端口功能简介。1端口 COMP是内部误差放大器的输出端。2端口 VFB是反馈电压输入端，与内部误差放大器同相输入端的 +基准电压进行比较，产生误差电压，控制脉冲的宽度。3端口 ISENSE是电流传感端。在应用电路中，在 MOSFE的源极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压并送入端口，控

11、制脉冲的宽度。4端口 RT/CT是定时端。锯齿波振荡器的振荡频率 f= （RT- CT，电流模式工作频率可达 500kHz。5端口 GND是接地。6端口 OUTPUT!输出端，此端口为图腾柱式输出，驱动电流的峰值高达。7端口 VCC是电源。当供电电压低于16V时，UC3824不工作，此时耗电在1mA以下。芯片工作后，输入电压可在1030V之间波动，工作电流约为 15mA8端口 VREF是基准电压输出，可输出精确的 +5V基准电压，电流可达 50mAUC3842构成电流控制型开关电源1 电路组成UC3842构成的电流控制型开关电源电路如图 3所示。图 3 UC3842 构成电流控制型开关电源2

12、工作原理220V交流电先通过滤波网络滤掉各种干扰。 电阻R1主要用来消除断电瞬间残留的电压， 热敏电阻RT1可以限制浪涌电流，压敏电阻 VDR保护电路免受雷电的冲击。然后，再经过 B1整流、C4滤波，获得约300V直流电压后分两路输出：一路经开关变压器 T加到MOSFET Q的漏极，另一路经 R3加到C17的正端。当C17的正端电位升到R16时，端口得波振荡器的振荡频率， R9 C15用来确定误差放大器的增益和频响。 C14起斜坡补偿作用，能提高采样电压的可靠性。正常工作后，线圈 N2上的高频电压经过 D2、R17、C18 D3为UC3842提供工作电压。当开关管导通时，整流电压加在开关变压器

13、初级绕组上的电能变成磁能储存在开关变压器中。开关管截止后，能量通过 次级绕组释放到负载上。 D7、D8是脉冲整流二极管， C7、R5吸收旁路开机瞬间出现的脉冲电流， L3、C8、C9 C10组成滤波电路。输出电压可由下式描述。UO=UI（TON/KTOFF）式中，UO为输出电压，UI为整流电压，K为变压器的变压比，TON为Q1的导通时间，TOFF为Q2的截止时间。由上式可知， 输出电压和开关管的导通时间及输入电压成正比， 与变压器的变压比及开关管的截止时间成反比。 C16、R12、D5用来限制栅极电压和电流，进而改善 Q1开关速度，有利于改善电磁兼容性。 R13主要来防止Q1栅极悬空，D1、R

14、4、C5和D6 R16 C20构成两级吸收回路，用于吸收尖峰电压，防止 Q1损坏。系统中的稳压电路有：电流反馈电路。Q1源极串接取样电阻 R15,把电流信号变为电压信号，送入 UC3842内部的电流检测比较器同相端。当Q1导通，电流斜率上升时，取样电阻 R15的电压增加。一旦 R15的电压等于电流检测比较器反相端的电压，内部触发器复位，Q1截止，即实现了以电流控制端口激励脉冲的占空比来稳定输出电压。 C19用来抑制取样电流的尖脉冲。电压反馈电路。主要由可编程精密稳压器 TL431和线性光电耦合器 PC817组成。输出电压经 R21、R22分压后得到取样电压，送到可编程精密稳压器 TL431的参

15、考端口，改变 R21、R22的阻值，使TL431的稳压值变化，即可改变开关电源的输出电压。C21、R19对可编程精密稳压器 TI431内部放大器进行相位补偿。 系统通过改变光电耦合器 U2的发光强度来改变UC3842反馈端电压以实现稳压。当输出电压升高时， TL431两端的电压UKA保持不变，光电耦合器控制端电流增大，端口反馈端电压值随之增大， UC3842内部的电流检测比较器反相端的电压变低，输出端端口的脉冲信号占空比变低，开关管的导通时间减少，输出电压降低；反之，如果输出电压下降时， UC3842的输出脉冲占空比增大，输出电压增高，达到稳压目的。另一方面，端口电源电压由 D2整流、C18滤

16、波产生，反映了输出电压的变化，起到反馈作用，使输出电压稳定。 电路有前馈线调整功能。在负载不变时，输入电压突然增加，开关变压器的感应电流由于输入电压增加而迅速斜升， 因反馈信号和误差信号尚未改变，限流作用发生比较快，故脉冲宽度变得比较窄。所以，市电的变化在影响输出之前己被补偿，即提高了对输入电压的响应速度。图 4 斜率补偿当系统工作在占空比大于 50或连续电感电流条件下，会产生谐波振荡，它是由固定频率和峰值电流取样同时工作所引起，图4A显示了这种现象。在tO时刻，Q1导通，电感电流以斜率 ml上升，t1时刻，电流取样输入到达由控制电 压建立的门限。这导致 Q1截止，电流以斜率 m2下降，直至下

17、一个振荡周期。如果系统有一个扰动加到控制电压上，产 生一个小的 I （图中虚线），系统将不稳定。为了能使系统在占空比大于 50%或连续电感电流条件下仍能可靠工作，将端口的锯齿波电压通过射极跟随器 Q2送入端口，从而在电流取样端上增加了一个与脉宽调制时钟同步的人为斜坡， 可以在后续周期将 I扰动减小至零，如图4B所示。该补偿斜坡的斜率必须等于或略大于 m2/2，系统才具有稳定性。系统设计的保护电路有：输出过压保护电路I。当输出电压较高，通过电压反馈电路使得端口电压超过时，内部触发器复位，外接 Q1截止，达到输出过压保护的目的。输出过压保护电路H。当输出电压升高，高于 D9的击穿电压时，稳压二极管

18、 D9击穿，可控硅SCR触发导通，使光电耦合器二极管的负端电压降为 0V,光电耦合器饱和，端口电压为最大值，Q1 一直截止，达到输出过压保护的目的。输出过流、过载保护电路。在电路过流、过载时，输出电压降低， Q3、D4 R8构成次级过流、过载保护电路。当次级未过载时，Q3、D4截止；当次级过载时， Q3 D4导通，端口电位下降，锯齿波振荡器停振，达到过流、过载保护的目的。 Q1过流保护电路。当电源电压异常时，开关回路的电流增大，取样电阻 R15上的电压超过1V时，内部触发器复位，外接 Q1 截止，有效地保护了 Q1。结论本系统采用UC3842设计的电流控制型开关电源，克服了电压控制型开关电源电

19、压调整率和负载调整率差的缺点，并 且性能可靠，电路简单。该电源是 2080W的小功率开关电源的理想电源。基于UC3842的单端反激式开关电源的设计与分析电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出 优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统， 系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件， 是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。 所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽

20、比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信 号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统， 因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。1电路设计和原理1.1 UC3842工作原理UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图 I所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚 2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同 相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚 3是电流检测输入端，与电阻

21、配合，构成过流保护电路。脚 4外接锯 齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压 VREF为0. 5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。 UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输 入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部 2. 5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成 PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制 PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。1 2 系统原理本文

22、以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 24V输出的单端反激式开关稳压电源。 开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定 幅度大，具有良好的频率响应特性。主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进 行分析。电路原理图如图 2所示。121 启动电路如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中 C16 C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正 态噪声； C14、 C13、 L1 组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干

23、扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作 用。滤波后的交流电压经 D1D4桥式整流以及电解电容 C1、C2滤波后变成3I0V的脉动直流电压，此电压经 R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲， 由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给 UC3842供电。由于输入电压超过了 UC3842的工作，为了避免意外，用 D10稳压管限定 UC3842的输入电压，否则将出现 UC3842被损坏的情况。122 短路过流、过压、欠压保护电路 由于输入电压的不稳定，

24、或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图 2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升， R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值 0. 3V达到1V（即电流超过1 . 5A）时，UC3842的PWM匕较器输出高电平，使 PWM锁存器复位，关闭输出。这时， UC3842的脚6无输出，M OS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压 （在265V以上），UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也

25、急剧上升，其脚 2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于 85V, UC3842的脚1电压也下降，当下降IV（正常值是3. 4V）以下时，PWM匕较器输出高电平，使 PWM锁存器复位，关闭输出。如果人RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关护。123 反馈电路反馈电路采用精密稳压源 TL431和线性光耦PC817。利用TL43I可调式精密稳压器构成误差电压放大器， 再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图 2所示，R4 R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和 TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升

26、高时，取样电压 VR7也随之升高，设定电压大于基准电压 （TL431的基准电压为2.5V），使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压 Vo下降，最后Vo 趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内 的驱动三极管的输出电压升高，最终使得 UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对 PWM匕较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。 R7、R8的阻值是这样计算的：先固定 R7的阻值，再计算 R8的阻值，即1. 2. 4 整流滤波电路输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出

27、电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有 以下几个方面。（1）输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。 解决的方案是在电源输入端加电容 C5,以滤除此噪声干扰。（2）高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采 用n型滤波的方式。滤波电感采用 150 H的电感，可滤除高频噪声。（3）采用快速恢复二极管 D6 D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短， 有利于减少高频噪声。2并联整流

28、二极管减小尖峰电压在大功率的整流电路中，次级整流桥电路存在较大杂散电感，输出整流管在换流时，由于电路中存在寄生振荡，整 流管会承受较大的尖峰电压，尖峰电压的存在提高了对整流二极管的耐压要求，也将带来额外的电路损耗。整流桥的寄 生振荡产生于变压器的漏感 （ 或附加的谐振电感 ） 与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中 4 只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变 化为高电压 Vin/K（K 为变压器变比 ）时，整流桥中有两只二极管要关断，两只二极管继续导通。这时候变压器的漏感 （ 或附加的谐振电感 ） 就开始和关断的整流二极管的电容谐振。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电 压，因此，必须采用有