lm25017芯片手册和隔离开关电源设计手册中文翻译部分Word格式文档下载.docx

1、正常水平是1.225 V6脚 VCC 内部电路稳压输出7.6伏 为内部电路提供偏置电压 推荐一个1F的去耦电容7脚 BST自举电容器 在BST和SW的管脚之间需要一个外部电容器（0.01F陶瓷）。当SW脚是低电压时，BST的管脚电容由VCC通过一个内部二极管供电。8脚 SW 转换节点 功率切换节点。连接到输出电感自激电容上。裸焊盘必须连接到RTN管脚。连接到系统地上降低了热阻。推荐工作条件7.5 V to 48 V输入 40C to +125C功能说明稳压器的运行基于定导通时间，和VIN成反比。这种控制方案不需要循环补偿。保护功能包括:热关机,欠压锁定（UVLO）,最低被迫停工时间,和智能电流

2、限制。控制综述运行频率输出电压由两个外部电阻Rfb1、Rfb2确定，输出电压的计算公式Rc和Cout滤波VCC调节器LM25017包含一个内部高压线性调节器，输出7.6 V。输入Vin脚可以直接连到48V的高压上。Vcc稳压器的内部电流限制在30mA。Vcc的电压达到4.5伏的欠压锁定，IC启用。调节比较器FB反馈电压和内部1.225V的参考电压比较。输出电压正常的情况下，导通时间为初始值。FB电压低于1.225V上部开关关闭过压比较器FB反馈电压和内部1.62V参考电压相比较。反馈电压高于1.62V时导通脉冲立即终止，这种情况发生在输入电压或输出负载突变时。FB跌落到1.225V之前，上部开

3、关都不会打开。导通时间发生器导通时间由Ron电阻决定，和输入电压Vin成反比，输入电压变化时，频率连续变化。导通时间为Ron的选择应该使最小导通时间（输入电压最大时）大于100NS，这个要求限制了最高开关频率。限流关断时间计算N沟道BUCK型开关驱动集成了一个N沟道BUCK型开关，和门驱动电压相关。一个0.01UF的陶瓷电容器连在BST和SW管脚之间，在导通时提供驱动电压。关断时间时，SW管脚输出为0，自举电容器通过内部的二极管由VCC充电。最小关断时间设置在144NS，保证每个循环都能给自举电容器再充电。同步整流器LM25017提供了一个内部同步n沟道MOSFET整流。高端MOS管关断时，这

4、个MOS管为电感电流提供一个流向通道欠压检测LM25017包含一个双水平欠压锁定（UVLO）电路。当UVLO脚电压低于0.66 V,控制器是在低电流关闭模式。当UVLO脚电压大于0.66 V小于1.225 V,控制器处于待机模式。当VCC脚超过VCC欠压阈值和电压大于1.225 V,开始正常运行。一个外部置位点分压器从VIN到地之间可用于设置的最低工作电压调节器。UVLO滞后由一个内部20ua的电流源完成。超过了UVLO阈值时,电流源被激活，迅速提高电压UVLO。如果UVLO脚直接连到Vin脚上，只要Vcc欠压一满足，稳压器就开始工作。热保护LM25017在正常运行期间结温不超过150C。高于

5、正常结温时，内部热关断回路提供保护。使用方法外部器件选型选择外部组件通过一个设计实例说明。规范的设计例子RFB1, RFB2:VOUT = VFB x （RFB2/RFB1 + 1）, and since VFB = 1.225 V, the比率of RFB2 to RFB1 calculates as 7:1. Standardvalues of 6.98 k and 1.00 k are chosen. 其他阻值只要是 7:1 的比率也可以。1.225*8=9.8频率选择最小输入电压时，最大开关频率由最小关断时间限制同理，最大输入电压时，最大开关频率由最小导通时间限制电阻Ron设置名义开关

6、频率：在高开关频率会导致低效率。举例说明，当取 200 kHz时, RON = 504 k. 选取标准阻值RON = 499 k 算出的开关频率是202 kHz.电感的选择选择的最小电感应限制最大负载电流输出波纹20 - 40%。最大负载时的峰值电感电流应该小于最小电流限制，在电特性中给出。电感纹波电流：在最大输入电压时观察到最大纹波。VIN = 48 V and IL = 40 percent x IOUT（max） 时，L1 = 197 H微亨。Iout max=500mA,fsw=200KHZ。隔得最近的标准值是 220 H。电感电流纹波峰峰值35 mA and 179 mA在最低和最高

7、输入电压时分别给出。电感和开关的峰值电流为这个电流小于最小限制电流。电感器应该能够承受的最大限制电流1.3A, 这个电流在启动和过载条件下可以达到。外部组件的选择参考示意图输出电容:输出电容的选择要最小化它的纹波，最大纹波在最大输入电压时观测到，电容公式Vripple是电容器的电压纹波。代入 Vripple = 10 mV得COUT = 12.64 F. 选择一个标准的22 F电容。选择X5R或X7R类型电容器的额定电压为16 V或更高。系列纹波电阻RC串联电阻的选择应在反馈节点产生足够的纹波。Rc产生的纹波正比于电感电流纹波，所以Rc的选择选择应该以最小电压输入时的最小电感电流纹波决定。Rc

8、的计算公式为这使 RC 的阻值大于5.15 .选择RC = 5.23 产生 1 V的最大输出电压纹波. VCC和自举电容VCC电容器给自举电容充电同时也给内部电路以及低侧门驱动供电。自举电容器为高端门驱动供电。良好的容值是CVCC =1 F.。CBST =0.01 F.输入电容输入电容应足够大以限制输入电压纹波。选择VIN = 0.5 V给出最小容值 CIN = 1.24 F. 选择一个标准的2.2 F电容。输入电容应该由在所有条件下的最大输入电压估计。应该选择一个50 V, X7R 介质的电容。输入电容应该直接放置在VIN 和 RTN （脚2 and 1）之间。如果把所有输入电容放置在靠近集

9、成电路的地方是不可能的，一个0.47uF的电容应该放置在靠近集成电路的地方以提供高频开关电流的旁路通道，这可以帮助减小噪声。UVLO电阻UVLO 电阻RFB1 and RFB2 通过以下关系设置UVLO 阈值和滞后: 其中IHYS = 20 A. 设置UVLO滞后Vin（HYS）为 2.5 V ，UVLO上升阈值为12 V计算出 RUV1 = 14.53k， RUV2 = 125 k.选择标准阻值RUV1 = 14 k and RUV2 = 125 k，导致UVLO 阈值和滞后分别为12.4 V and 2.5 V 。应用电路:12 V 48 V输入和10 V 500 mA输出BUCK转换器因

10、为输出电压 （VOUT） 超过Vcc的最大调节电压（8.55 V, see Electrical Characteristics），所以 VCC脚 可以通过一个二极管（D2）连接到VOUT ，以提高效率减小功耗。最终设计电路使用LM25017设计隔离直流-直流变换器在典型的BUCK回路中电感（L）被耦合线圈（X1）代替。次级输出的二极管（D1） 用来整流。名义上的次级输出（VOUT2）由一下公式给出：其中 VF是 D1的压降, NP, NS 是初级线圈和次级线圈的匝数。对于大于最大的VCC电压8.55V的输出电压，脚VCC 可以用一个二极管连接到VOUT1 以提高效率减小损耗。查看AN-229

11、2 看完整的隔离式电源设计。纹波配置LM25017 uses Constant-On-Time （COT） control scheme, in which the on-time is terminated by an on-timer, and the off-time is terminated by the feedback voltage （VFB） falling below the reference voltage （VREF）. Therefore, for stable operation, the feedback voltage must decrease monoto

12、nically, in phase with the inductor current during the off-time. Furthermore, this change in feedback voltage （VFB） during off-time must be large enough to suppress any noise component present at the feedback node.Table 1 shows three different methods for generating appropriate voltage ripple at the

13、 feedback node. Type 1 and Type 2 ripple circuits couple the ripple at the output of the converter to the feedback node （FB）.类型1和类型3的纹波回路连接变换器输出接到反馈节点FB上。 The output voltage ripple has two components:输出电压纹波有两个元件。1. Capacitive ripple caused by the inductor current ripple charging/discharging the outp

14、ut capacitor.电容纹波由电感电流纹波充电/放电输出电容器引起。2. Resistive ripple caused by the inductor current ripple flowing through the ESR of the output capacitor.电阻纹波由电感电流纹波通过ESR（等效串联电阻）流过输出电容器引起。电容纹波与电感电流不同相。因此，在OFF-TIME期间，电容纹波不是单调递减的。电阻纹波和电感电流同相并且在OFF-TIME期间单调递减。在输出节点上（VOUT）电阻纹波必须超过电容纹波以保证稳定运行。如果这个条件不满足，不稳定的开关动作就会被观

15、察到in COT converters, with multiple on-time bursts in close succession followed by a long off-time.Type 3 ripple method uses Rr and Cr and the switch node （SW） voltage to generate a triangular ramp. This triangular ramp is ac coupled using Cac to the feedback node （FB）. Since this circuit does not us

16、e the output voltage ripple, it is ideally suited for applications where low output voltage ripple is required.类型3的纹波方法使用Rr and Cr还有SW节点电压去产生三角斜坡。这个三角斜坡通过使用Cac来和FB交流耦合。由于这个回路不需要输出电压纹波，可以很好的应用在低输出电压纹波的情况下。软启动如Figure 17 所示,软启动回路由一个电容C1,两个电阻 R1 and R2, 一个二极管D组成。初次启动时， VCC电压早于 VOUT电压建立起来。 D 于是正向导通，FB的电压

17、也被拉高至大于参考电压（1.225V）。转换开关不动作。随着电容C被充电，B节点的电压逐渐减小。由于控制回路的作用，VOUT 会逐渐升高以保持FB电压在参考电压上。一旦B节点的电压低于FB电压，加上D管的压降，软启动结束，D反向截止。在软启动的一开始，FB电压约等于以下。为了简化计算，R1的影响被忽略。为了达到软启动的需求，建议以下设计指导：（1） 选择R2 使的VFB电压高于1.225V（VCC为4.5V）但是要低于5V当VCC为8.55V时。如果使用了外部的VCC, VFB 不应该超过 5 V 。（2） 选择C1 使达到软启动时间的要求，可以由以下决定。（3） 使用R1 来保持B节点的电压

18、在0电位，软启动结束后。一个大于反馈分压电阻的阻值将会更好。Based on the schematic shown in Figure 15, selecting C1 = 1 uF, R2 = 1 k, R1 = 30 k results in a soft-start time of about 2 ms.布局建议为了得到回路最佳操作特性，合适的布局是必需的。尤其是以下的指导方针必须遵守。1. CIN: 主回路由输入电容 （CIN）, VIN脚 和 RTN 脚组成，传递开关电流。因此，输入电容应该被放置在集成电路附近，直接连接VIN 脚和 RTN脚，这两个脚的连接应该旨在最小化回路区域。

19、一般情况下，集成电路附近可以容纳所有输入电容。一个良好的做法是用一个0.1 F or 0.47F的电容直接连在VIN and RTN 管脚之间，靠近集成电路，越近越好。（See Figure 18）.2. CVCC and CBST: The VCC and bootstrap （BST） bypass capacitors supply switching currents to the high and low side gate drivers. These two capacitors should also be placed as close to the IC as possib

20、le, and the connecting trace length and loop area should be minimized （See Figure 18）.3. The Feedback trace carries the output voltage information and a small ripple component that is necessary for proper operation of LM25017. Therefore, care should be taken while routing the feedback trace to avoid

21、 coupling any noise to this pin. 尤其，反馈布线不应该靠近磁性器件，或与开关布线平行。4. SW trace: The SW node switches rapidly between VIN and GND every cycle and is therefore a possible source of noise. SW节点区域应该最小化。尤其，SW节点不应该被连接到布铜区域。AN-2292摘要大意：经典的隔离电源设计方法冗杂，体积大，元器件数量多且花费较大。而利用同步降压器的和耦合线圈的隔离电源利用更小的变压器可更好的匹配初级和次级线圈，且没有必要用光耦

22、合器或辅助线圈，因为次级输出紧密的跟随初级的输出电压，因此体积小，花费低。本文就详细阐述了3W的两路输出隔离变压器的设计过程。1Flybuck转换器隔离降压器，是把同步降压器的输出滤波电感L1由耦合线圈X1或反激式变压器代替而成，它的次级线圈有一个二极管D1和一个电容COUT2。这项技术可以扩展到任意的次级输出，它也可以用来产生一路或多路反相输出。同步降压器和隔离降压变换器主输出电压方程与同步降压器的方程一样，由方程1给出，次级输出电压由方程2给出：其中 VF是次级整流二极管的压降 ，N1, N2是初级线圈和次级线圈的匝数。次级电压输出（VOUT2）紧密追从主电压输出（VOUT1） ，不需要辅

23、助绕组或光耦合器来反馈。Figure 2 展示了在Ton当高端的降压开关导通时和在Toff低端开关导通时，隔离结构的运行模式。两线圈的电流也同时展示出来。在TON时，次级线圈的电流为零，因为次级线圈的二极管承受反向电压，此反向电压等于。主线圈的电流等于励磁电流（和同步降压器类似）。在TOFF期间，次级线圈的电流由Cout1组成的谐振回路、耦合线圈的电感和Cout2决定。主线圈的电流是励磁电流（类似同步降压器）和次级线圈反激电流的和。这些运行波形见图32. 最大输出电流方程在周期循环的基础上，线圈和输出电流有一下关系IL1 = IOUT1. （4） IL2 = IOUT2 （5）.组合的电感电流

24、波形（iL1+ iL2），和励磁电流相等，与降压变换器相同。在导通时的峰值电感和开关电流由方程6给出：在导通Ton时，次级线圈没有电流，因此，最大负载电流由方程7给出：总的负载电流定义为两路输出的电流和，由于线圈匝数比不一致，方程7中的Iout2应该乘上匝数比，如方程8所示：初级线圈的最大峰峰值由方程9给出：表1列出了方程Table 1 presents equations for non-equal turn-ratios and three windings （Figure 5）. 表1 隔离降压变压器设计方程3.设计实例设计实例由图6阐明，详细说明了两路输出隔离降压变压器的设计方法。在这个实例中，我们用TI的100V的同步降压变换器LM5017开始设计两路输出回路，并且计算了元器件的值。我们由降压变换器的元器件计算开始，说明了隔离装置的设计步骤。计算过程列在表2中。输入电压范围36V到72V,主线圈输出电压（Vout1）10V，次级线圈输出电压（Vout2）10V,主线圈负载电流（Iout1）100mA，次级线圈负载电流（Iout2）200mA，开关频率fsw为750KHZ。两路输出隔离车的组件计算/选择步骤