开关电源环路设计详细_精品文档资料下载.pdf

1、如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为 56V 或 2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和 PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移 180，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用 Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。6.4.1 概述概

2、述 图 6.31 为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和 PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和 PWM。对于输出电压 Uo缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起 Uo的变化，经 R1和 R2取样（反馈网络），送到误差放大器 EA 的反相输入端，再与加在 EA 同相输入端的参考电压（输入电压）Uref比较。将引起 EA 的输出直流电平 Uea变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端 A。在 PWM 中，直流电平Uea与输入 B 端 03V 三角波

3、 Ut比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度 ton等于三角波开始时间t0到PWM输入B三角波与直流电平相交时间 t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管 Q1 的导通时间。Udc的增加引起 Uy的增加，因 Uo=Uyton/T，Uo也随之增加。Uo增加引起 Us 增加，并因此 Uea的减少。从三角波开始到 t1 的 ton相应减少，Uo恢复到它的初始值。当然，反之亦然。PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1 基极驱动。但不管从那一点发射极还是集电极输出，必须保证当 Uo增加，要引起 ton减少,即负反馈。应当注意，大多数 PW

4、M 芯片的输出晶体管导通时间是 t0 到 t1。对于这样的芯片，Us送到 EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率 NPN晶体管基极（N 沟道 MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。然而，在某些 PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波 Ut与直流电平（Uea）相交时间 图 6.31 典型的正激变换器闭环控制*PWM驱动EAR1R2ResrCoLoUsNsNrNpQ1UbUdcUrefUtAB误差放大UeaUoUsBb3VUea0Utt0t1UbtontonTUyB 23到三角波终止时间 t2。对于这样的芯片，如果驱动 NPN 晶体管，输出晶体管导通（如果从芯

5、片的输出晶体管发射极输出），这样会随晶体管导通时间增加，使得 Uo增加，这是正反馈，而不是负反馈。因此，TL494 一类芯片，Us送到 EA 的同相输入端，Uo增加使得导通时间减少，就可以采用芯片的输出晶体管的发射极驱动。图 6.31 电路是负反馈且低频稳定。但在环路内，存在低电平噪音电压和含有丰富连续频谱的瞬态电压。这些分量通过输出 Lo,Co滤波器、误差放大器和 Uea到 Uy的 PWM 调节器引起增益改变和相移。在谐波分量中的一个分量，增益和相移可能导致正反馈，而不再是负反馈，在 6.2.7 节我们已讨论过闭环振荡的机理。以下就开关电源作加体分析。6.4.2 环路增益环路增益 还是来研究

6、图 6.31 正激变换器。假定反馈环在 B 点连接到误差放大器的反相输入端断开成开环。任何一次谐波分量的噪声从 B 经过 EA 放大到 Uea，由 Uea传递到电压 Uy的平均值,和从 Uy 的平均值通过Lo,Co返回到Bb（正好是先前环路断开点）都有增益变化和相移。这就是6.2.7讨论的环路增益信号通路。如果假定某个频率 f1的信号在 B 注入到环路中，回到 B 的信号的幅值和相位被上面提到回路中的元件改变了。如果改变后的返回的信号与注入的信号相位精确相同，而且幅值等于注入信号，即满足GH-1。要是现在将环闭合（B 连接到 Bb），并且注入信号移开，电路将以频率 f1继续振荡。这个引起开始振

7、荡的 f1是噪声频谱中的一个分量。为达到输出电压（或电流）的静态精度，误差放大器必须有高增益。高增益就可能引起振荡。误差放大器以外的传递函数一般无法改变，为避免加入误差放大器以后振荡，一般通过改变误差放大器的频率特性（校正网络），使得环路频率特性以-20dB/dec 穿越，并有 45相位裕度，以达到闭环的稳定。以下我们研究误差放大器以外的电路传递函数的频率特性。1.带有带有 LC 滤波电路的环路增益滤波电路的环路增益 Gf 除了反激变换器（输出滤波仅为输出电容）外，这里讨论的所有拓扑都有输出滤波器。通常滤波器设计时根据脉动电流为平均值（输出电流）的 20%选取滤波电感。根据允许输出电压纹波和脉

8、动电流值以及电容的 ESR 选取输出滤波电容。如果电解电容没有 ESR（最新产品），只按脉动电流和允许纹波电压选取。由此获得输出滤波器的谐振频率，特征阻抗，ESR 零点频率。在频率特性一节图 6.7 示出了 LC 滤波器在不同负载下的幅频和相频特性。为简化讨论，假定滤波器为临界阻尼 Ro=1.0Zo，带有负载电阻的输出 LC 滤波器的幅频特性如图6.32（a）中 12345 所示。此特性假定输出电容的 ESR 为零。在低频时，XcXL，输入信号不衰减，增益为 1 即 0dB。在 f0以上，每十倍频 Co阻抗以 20dB 减少，而 Lo阻抗以 20dB 增加，使得增益变化斜率为40dB/dec。

9、当然在 f0增益不是突然转变为2 斜率的。实际上在 f0前增益曲线平滑离开 0dB 曲线，并在 f0后不久渐近趋向40dB/dec 斜率。这里为讨论方便，增益曲线突然转向40dB/dec。如果使相应于 Ro=1.0Zo条件下稳定，那么在其它负载也将稳定。但应研究电路在轻载（Ro1.0Zo）时的特性，因为在 LC 滤波器转折频率 f=f0增益谐振提升。滤波电容有 ESR 的 LC 滤波器幅频特性如图 6.35b 的曲线 123456。大多数滤波电容具有 ESR。在f0以上的低频段，容抗远远大于 ESR，从 Uo看到阻抗仅是容抗起主要作用，斜率仍为-40dB/dec；在更高频时，esrRC 1，从

10、输出端看的阻抗只是 ESR，在此频率范围，电路变为 LR 滤波，而不是 LC滤波。即 0（dB）Lo 0（dB）Lo 1 2 fc Uo 1 2 3 Uo 3-20 Uin Co Ro -20 Uin Co Ro -2 -2 Resr-40 4 -40 4 fesr -60 -60 -1 5 5 6-80 102 103 104 105 f/Hz 102 103 104 105 f/Hz （a）（b）图 6.32 临界阻尼 LC 滤波器输出电容无 ESR（a）和有 ESR（b）幅频特性 24 esresrinoffjRLjUUG+=+=1111&（6-55）式中转折频率fesrResr/（2L

11、）。在此频率范围，感抗以20dB/dec增加，而ESR保持常数，增益以-20dB/dec斜率下降。幅频特性由-40dB/dec 转为-20dB/dec 斜率点为 fesr,这里电容阻抗等于 ESR。ESR 提供一个零点。转变是渐近的，但所示的突然转变也足够精确。2.PWM 增益增益 图6.32（a）中由误差放大器输出到电感输入电压Uy的平均值UaU的增益是PWM增益，并定义为Gm。一般电压型控制芯片中误差放大器的输出 Uea与内部三角波比较产生 PWM 信号调整输出电压。三角波的幅值 03V（实际上是 0.53V）。如果芯片控制推挽（桥式、半桥）电路，变压器频率是芯片频率的一半，占空比 D 随

12、误差放大器输出可以在 01 之间改变。如果是正激，只采用一半脉冲，占空度在00.5 之间改变。在图 6.34b 中，当 Uea0，D=ton/T=0，在 Uy的宽度为零，UaU也为零。如果 Uea移动到 3V，在三角波的峰值，ton/T=D=0.5，Uy的平均值就是 UaU（Usp-1）D，其中 Usp是变压器次级电压，1 为整流二极管压降。则调制器的直流增益为 UaU与 Uea的比值 3）1（5.0=speaoUmVUUG （6-56）此增益与频率无关。3.取样增益反馈系数取样增益反馈系数 图 6.31 中还有一个增益衰减，就是 R1和 R2组成的采样电路。大多数 PWM 芯片的误差放大器的

13、参考输入端不可能大于 2.5V，因此如果输出电压一旦决定，此增益即为 212RRRUUGoss+=（6-57）如果输出 5V，采样电阻 R1=R2，Us（Uref）与 Uo之间的增益为-6dB，即 1/2。4.输出输出 LC 滤波器加上滤波器加上 PWM 和采样网络的总增益和采样网络的总增益 为了得到环路增益波特图，我们先将输出 LC 滤波器增益 Gf、PWM 增益 Gm和采样网络增益 Gs之和 Gt如图 6.33 所示。从 0Hz（直流）到频率LCf210=的增益是 Gm+Gs，这里 LC 滤波器增益为零。在 f0转折为-40dB/dec 斜率，并保持此斜率一直到 fesr，这里电容阻抗等于

14、 Resr。在这个频率它转折为斜率-20dB/dec。由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特性以满足稳定环路的两个判据。6.4.3 误差放大器的幅频特性整形误差放大器的幅频特性整形 如果将开关电源的闭环作为一个放大器来研究，放大器输入信号为开关电源的参考电压。从负反馈组态来说是一个电压串联负反馈。这里误差放大器是一个同相放大器。从误差放大器的同相端到误差放大器输出、PWM 发生、电源输出和取样返回到误差放大是反相输入端，在任何频率在增益下降到 0dB时附加相位移小于 135。以下来讨论误差放大器的补偿。为讨论方便，取样信号加在反相端，放大器输出总是反相，反馈信号返回到反相端附加相移不能超过

15、 135,即 45相位裕度。第一步首先建立穿越频率 fc0，在此频率总增益为 0dB。然后选择误差放大器的增益，迫使总环路增益在 fc0为 0dB。下一步设计误差放大器的增益斜率，以使得总开环增益在 fc0以斜率-20dB/dec 穿越（图6.18）。最后，调整幅频特性达到希望的相位裕度。采样理论指出，为了闭环的稳定，fc0必须小于开关频率的一半。但必须远远小于开关频率，否则有较大幅值的开关频率纹波。一般经验取 fc0为开关频率的 1/41/5。参考图 6.33 中除误差放大器以外的环路增益 Gt是 LC 滤波器增益 Gf、调节器增益 Gm和检测网络增益 Gs之和。假定滤波电容有 ESR，在 fesr由斜率-40dB/dec 转折为-20dB/