UPS无线并机均流控制技术.docx

1、UPS无线并机均流控制技术UPS无线并机均流控制技术摘要： 预料以后的微处理器将呈现出更强的带载能力和更快的暂态响应能力。当今的电压调整模块（ VRM ）需要更大更多的滤波器以满足其要求，这无疑会使现存的 VRM 拓扑变得不再实用。作为候选拓扑之一， QSM VRM 表现非常优异的性能，比如快速的暂态响应能力和高的功能密度。这种技术的难点就是电流均分控制技术，在这篇文章中，介绍了一种新型的电流侦测和均分电流的技术，通过这种技术，在并机系统中，无需电流变压器和电流侦测电阻，均分电流能够控制，另外，这种技术很容易集成于芯片，用四模块并机的 QSM VRM 来验证这门技术，通过试验证实，这种技术拥有

2、高功率密度、高效率，和高响应速度。同时电流均分技术也得到了一般化整理和扩展.介绍 随着微处理器技术的发展，为此种设备提供能量的电源面临着新的挑战，这种挑战开始于高效 pentium 微处理器不在使用标准的 5V 电压，而是使用非标准的电压等级小于 5V 的电源。为了满足更快、更有效的数据处理需求，开发出了更低电压等级得中型微处理器，这种处理器的电源电压将从 3.3V 降到 1.11.8V ，同时，因为会有更多的设备集成到同一处理器 IC 上并且处理器的工作频率会更高，微处理器需要强效的电源管理能力。将来的微处理器的电流将从现在的 13A 增大到 30A50A ，如此大的电流反过来需要专业的电压

3、调整模块来提供低电压等级，高带载能力的电源。 随着处理器速度的提高， VRM 的负载也在增大，这种相互的关系使电源的大负载发生变化的时候经常出现，比如在处理器从休眠到正常运行模式。将来的微处理器需要更高的电流等级，不但如此，而且总的电压调偏差将更小，目前，电压调偏差为 5% （对于 3.3V 的 VRM 输出，电压的偏差可到 +/-165mV ）。将来，总的电压偏差将为 2% （对于 1.1 V VRM 输出，电压的偏差仅又 +/-22mV ）。所有这些要求给电源的设计带来了挑战。表一显示了未来 VRM 的电流规格书。 大多 VRM 使用同步整流 BUCK 拓扑结构，图一显示了同步整流 BUC

4、K 电路 , 图一： 同步整流器 当今的 VRM 的输出有大滤波电感。巨大的输出电容和退耦电容（在板电容）需要减少电压 SPIKE ，以后的电脑母板相对较贵，现在的 VRM 不在实用于未来的设备。 图二显示了输出加小电容的 BUCK 的同步整流运行波形，图三显示了 QSMVRM 的暂态响应，这种技术的缺点是效率低，稳态输出电压的纹波大。 为了满足稳态和暂态的要求，发展了交叉 QSM ，见图 4 交叉 QSM 技术消除了电流纹波并加快的暂态响应速度，图 5 显示了四模块交叉 QSM VRM 的暂态响应，结果显示这种技术满足了将来对电源暂态的要求，并且不会产生大的电压纹波，它不但能减少输出电压纹波

5、，它也能减少输入电压纹波，因为必要的电容减小了，母板上就能留下更大的空间，更大的功率密度变得可能。另外，因为每个模块需要处理的功率更小，这种拓扑拥有更高的效率并容易封装。 交叉技术的难点是其电流均分的控制，虽然在其他的运用中这也是个难点，但是在 QSM 技术中，其更难实现，在传统的运用中，一个变压器和电流侦测电阻被用来侦测每个模块的电流，但是变压器太大太贵，电阻降低了这种低电压等级大电流逆变器的效率，另外，传统的电流均分控制技术，例如电压模型控制或则峰值电流模式控制都受到开关导通电阻和电感的值得影响，对于生产制造来说很难控制。 在这篇论文中，介绍了一种新型的电流侦测和均分电流技术，通过这种技术

6、，很容易在并机系统中得到电流的均分，并且无需传统的电流侦测方法，其很容易集成于芯片，四模块交叉 QSMVRM 被用来验证此技术。 运用于并机模块的传统电流均分控制方式 A 单环电压模式控制 在并机模块运用中，仅有一个环的电压环控制是最简单的一种，这种方式包含了电流侦测和均分电流控制，电流的分配取决于各个模块的一致性（小信号中等效为电阻，根据欧姆定理分配电流），在实际中，在没有精确的电流均分控制系统中，这种技术很难做到电流均分，有许多因素导致不均分的电流：元件差异，逆变到负载非一致性的连接，由于元件的老化和物理状态所导致的元件非一致性的变化。 使用这种模式的原因是其成本低，但是它很难控制半导体的

7、质量，均分电流的能力很差，结果，热管理变得非常重要， VRM 效率小将，成本增加。 实际上，只有电压模式控制的系统很难在低电压大电流运用中均分电流，图 6 显示了 MOSFET 模型，它等效于串联了电阻的开关，电阻是 MOSFET 导通电阻， 图 6 （ b ）显示了同步整流 BUCK 逆变器的等效模型 ,RON1 和 RON2 代表了上下开关的开通电阻 ,R3 是线路阻抗和 LAYOUT 电阻的总和 , 如果考虑寄生 ,BUCK 逆变器的占空比如下 : 在高电压 , 低电流运用中 , 因为 VO 远大于 IO*(RON2+RON3), 这种效应可以忽略 , 但在低电压 , 大电流运用中 ,

8、VO 很小 , IO*(RON2+RON3) 的影响变得不容忽视。例如，如果 VO 为 2V ， VIN 是 5V ， RON1 和 RON2 是 14m ，当负载从 030A 变化时，逆变占空比将在 0.40.5 之间变化，正常情况下， MOSFET 导通电阻远大于线阻和 LAYOUT 的电阻， R3 和 VIN 大于 IO* （ RON2-RON1 ）。方程（ 1 ）可简化为： 这种特性严重影响电流均分的结果，图 7 显示了只有电压环两个模块并机的电路图。 对于模块 1 ，占空比为： 对于模块 2, 占空比为 : IO1 和 IO2 是各个模块的输出电流， RON12 和 RON22 是每

9、个模块同步整流的导通电阻，因为误差信号， VC 是同一个比较斜坡的用于产生各个模块的占空比控制的信号，如果斜坡幅值一样， D1 等于 D2 。由（ 3 ）和（ 4 ）： 只有当 RON12 等于 RON22 时能得到均分电流，但是这是非常难控制的部分，通常有在同一类型的设备中有 20% 差异。表 显示了来自工业的数据。运用这种控制方式很难实现均分的电流。图 8 显示了 MOSFET 导通电阻对电流均分的影响，负载越大，均分结果越糟糕。 B 峰值电流模式控制为了避免开关管导通电阻的影响，可以用电流模式控制，峰值电流模式控制是现在最流行的一种控制方式，其运行非常简单，图 9 显示其控制框图，从电压

10、环补偿器过来的误差信号作为每个模块峰值电流信号的比较参考信号，比较结果是每个模块占空比的周期信号。 这种方式简单并且不受设备寄生现象的影响，缺点是在轻载时其军流能力较弱，和每个模块电感值得影响。图 10 显示了不同电感值对均流的影响，因为在这种并机系统中其输入和输出都是一样的，如果模块的电感值不一致，电感的峰值电流将不一致，电感值小的模块的峰峰电流值将比其他大，由于峰值电流模式只限制电流最大值，而每个模块的平均值将不受直接控制，结果，电感小的模块的电流小，实际上，电感的值很难控制，正常情况下，电感的值可能有 20%30% 的差异。图 11 显示了不同电感值得影响， 影响可以表示成： fs是开关

11、频率，每个模块电流差异从轻载到重载固定不变，在轻载时，均流很差，在 VRM 中 均流控制技术 A一个简单的电流侦测网络 对于将来低电压，高电流并机系统来讲，需要一个简单，低成本，对寄生参数免疫的电流侦测和均流控制电路。 图 12 显示了 RC 开关网络，两个开关管处于互补的开关状态： 像在同步整流的 BUCK 逆变器重，当上管 S1 开，下管 S2 关，输出电容由输入电压与电容电压的差值通过 R 充电，假设 R RON1 和 RON2 ，我们得到： 当 S1 OFF ， S2 ON 输出电容通过 R 和 S2 放电： 开关网络像没有负载的 BUCK 逆变器，唯一的差别是输出电感和电阻 R 重新

12、放置了，占空比周期是： 实际上，稳态时电阻上的平均电压为 0 ，因为通过输出电容流出的电流的平均值是 0 ，如果这一开关网络联合同步整流 BUCK 电路，见图 13 ， VC 可以用来估计电感的电流值，图 13 中， R3 是线阻和 LAYUOT 的总电阻， RON1 和 RON2 是 MOSFET 的导通电阻。 稳态时，充放电压可以由下表示： IO 是负载电流，其也等于电感的平均电流， TON 是开关的导通时间，图 13 中电感的充放电可由下表示： VO 是同步整流逆变器的输出电压，从（ 10 ）和（ 11 ），同步整流占空比是： 从（ 12 ） Vc 的平均电流是： 从（ 13 ）知平均电

13、感电流： 在 (14) 中被侦测点平均电感电流只受 R3 的影响 , 电阻 R,C, 电感值 , 开关导通电阻对于侦测电流的侦测结果没有影响 , 运用这种 RC 网络 , 传统电流变压器或则侦测电阻可以去掉 , 用过平均电容电压可以估计电感电流值 , 这种运用简单 , 成本低 , 对逆变效率没有影响 . B 新型均流控制技术 图 14 显示了新型均流控制技术，利用 VC 平均值信号，每个模块的电感电流得到了控制， 图 14 显示其控制框图，其包括了电流和电压环，所有的模块都使用同一个电压环，每一个模块有其自己的 RC 侦测网络和均流控制电流环。 应该指出的是，虽然以下是用两个模块试验，但是其方

14、法可以实用于任何数目并机系统中。在图 14 中，电容电压信号包含了平均电流信号，在模块 1 和 2 中有： IO1 和 IO2 是每个模块的平均电流值，首先，假定 R13 等于 R23 ，即假定电感线路设计对称。实际中，这种对称在制造中容易实现，为了得到一致的电流分配， VC1 （ avg ）必须等于 VC2 （ avg ）。从（ 10 ， 11 ）得出，当 VC1 （ avg ）等于 VC2 （ avg ）， R13 等于 R23 ， IO1 等于 IO2 ，现在，均流控制环的目的是控制 VC1 和 VC2 ，使他们相等。 图 15 显示一种简单的实现方法，电流环是一个综合补偿器，所有得模块

15、使用共同的参考信号，因为控制器包含一个同一的补偿器，所以没有稳态误差， VC1 和 vc2 都等于参考电压，图 16 显示一个完整的控制图。 如图中控制方法， VC1 总是等于 VC2 ，从（ 15 ， 16 ）有： 均流的效果取决于 R13-R23 的比率。当他们相等时。均流很好， MOSFET 导通电阻和电杆值得差异对于均流控制来说没有影响。图 17 显示了其仿真结果， 两个模块并机，一个模块 MOSFET 导通电阻为 20m ，输出电感量为 320nH ，另一模块开关电阻为 10m ，输出电感量为 300nH ，当负载从 1A 到 13A 变化时，各模块电流差异小于 30mV ，相对于

16、MOSFET 导通电阻和电感值，线阻在制造中更容易控制。 设计和试验结果 图 18 显示了测试电路图： 功率板部分时 4 模块交叉 QSM VRM 。每个模块电感量是 320nH ，开关频率是 300 赫兹，输入电感为 5V ，输出电压为 2V ，最大的负载电流为 30A 。在测试电路中， PCB 走线作为电感线圈使用， R3 是 PCB 电阻，图 18 显示了路线代电阻 R13 ， R23 、 R33 、 R43 ，尽管这些电阻很小， 1m 一个，电流侦测没有受到干扰，实际上，电流决定于其比值，而不是其绝对值，图 18 显示每个走线一致，他们近似相等，可以得到均分的电流。 图 19 显示了电

17、流均流环补偿器的设计，为了保证其稳定性， R*C 比 RF*CF 小 10 倍以上，使用这种设计，模块显示了非常好的电流均分能力，图 20 显示了测试的结果， 当负载电流从 0.5 到 30A 变化时，输入电流差异小于 50mA ，由于均流， VRM 的小量 3 高，见图 21 。 图 22 显示了电压环补偿器设计，它是传统的双极点，单零点补偿器。电压环确保闭环带宽高，暂态响应快。 图 23 显示了测试的电压闭环增益，带宽为 85K 赫兹，相位裕量为 62 度。由于宽的带宽， VRM 的输出阻抗小，逆变器的暂态响应快。 图 24 显示了暂态响应： 当负载从 0. 515A （负载变化率 30A

18、 /us ），输出电压降落只有 40mV ，输出电容为 1200uf ，表 显示了 QSMVRM 设计与传统设计的比较。新型的设计可以提高功率密度到原来的 3 倍，和更快的暂态响应。 条理化和延伸新型均流控制 A 一般化 前部分讨论了当线路阻抗一致时新型均流控制技术的运行。一般化这项技术，需要研究党所有的线路和 LAYOUT 电阻不一致时的电路运行情况。 图 25 显示了当 R13 和 R23 不同时的情况。假定： 在电流环增加了有两个额外的比例放大器，其作用是用来调整不同模块中的电流分配。 在图 25 中。 Va 和 Vb 是： 电流环的两个统一体使 Vb 等于 Vc2 ，由（ 15 、 1

19、6 、 20 ）可以得到如下方程：结果，如果 Ra 和 Rb 满足如下方程，则 IO1 等于 IO2 ： 控制 Ra 、 Rb ，就可以决定电流的分配，实际中，不一定使用统一体补偿器，其他也可以，如 两极点，单零点补偿器，他们都可用来调整电流环带宽来改善电流响应速度。 B 均流技术运用扩展 新型均流控制技术可以运用于其他拓扑和绝缘逆变器中，不必要使用输出寄生现象，实际上，在任何并机逆变系统中，当不同模块有一个共同端时候，就可以使用此技术。位于需要调整的就是电流环的比例放大器的参考。 图 26 显示了在并机中如何利用输入寄生现象，比例放大随着 VIN 变化，图 27 显示了在 BOOST 结构中

20、如何均流控制，其参考同样使用 VIN ，图 28 显示了在绝缘逆变器中如何控制均流。这一图示只是显示这项技术的一些运用，实际上，这项技术不限于某种拓扑，其运用非常简单经济，而且，这项技术很容易集成到芯片上。 结论 优点： 1） MOSFET 导通电阻和电感值对均流不产生影响。 2） 容易得到好的均流。 3） 控制电路设计和运用这项技术简单。 4） 电流侦测方式成本低，对效率不产生影响，侦测电路中 R 和 C需要很精确。 5） 使用这项技术， VRM 暂态响应快，功率密度高，效率高。 6） 利用了寄生参数，而不是绝对值，因此在制造中容易控制。 7） 不受拓扑限制。 8） 容易集成到芯片上。 9） 可以拓展到其他拓扑