共模和差模干扰.docx

1、共模和差模干扰包含共模电感的滤波电路，La和Lb就是共模电感线圈。这两个线圈绕在同一铁芯上，匝数和相位都相同(绕制反向)。这样，当电路中的正常电流流经共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中产生反向的磁场而相互抵消，此时正常信号电流主要受线圈电阻的影响(和少量因漏感造成的阻尼)；当有共模电流流经线圈时，由于共模电流的同向性，会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，以此衰减共模电流，达到滤波的目的。事实上，将这个滤波电路一端接干扰源，另一端接被干扰设备，则La和C1，Lb和C2就构成两组低通滤波器，可以使线路上的共模EMI信号被控制在很低的电平上。该电路

2、既可以抑制外部的EMI信号传入，又可以衰减线路自身工作时产生的EMI信号，能有效地降低EMI干扰强度。小知识：漏感和差模电感对理想的电感模型而言，当线圈绕完后，所有磁通都集中在线圈的中心内。但通常情况下环形线圈不会绕满一周，或绕制不紧密，这样会引起磁通的泄漏。共模电感有两个绕组，其间有相当大的间隙，这样就会产生磁通泄漏，并形成差模电感。因此，共模电感一般也具有一定的差模干扰衰减能力。在滤波器的设计中，我们也可以利用漏感。如在普通的滤波器中，仅安装一个共模电感，利用共模电感的漏感产生适量的差模电感，起到对差模电流的抑制作用。有时，还要人为增加共模扼流圈的漏电感，提高差模电感量，以达到更好的滤波效

3、果。摘要：开关电源由于本身工作特性使得电磁干扰问题相当突出。从开关电源电磁干扰的模型入手论述了开关电源电磁兼容问题产生的原因及种类，并给出了常用的抑制开关电源电磁干扰的措施、滤波器设计及参数选择。 关键词：开关电源；电磁干扰；分析与抑制 0 引言 近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）

4、设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。 1 开关电源的干扰源分析 开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高di/dt和高dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高

5、了。这些高频信号都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。 开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如，通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。 如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力

6、。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。 图1 开关电源噪声类型图 1.1 电源线引入的电磁噪声 电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类：共模干扰、差模干扰。共模干扰（Common-mode Interference）定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差；差模干扰（Differential-mode Interference）定义为任何两个载流导体之间的不希望有的电位差。两种干扰的等效电路如图21所示。图中CP1为变压器初、次级之间的分布电容，CP2为开关电源与散热器之间的分布电容（即开关管集电极与地之间的分布电容）。 （a）共

7、模干扰 （b）差模干扰 图2 两种干扰的等效电路 如图2（a）所示，开关管V1由导通变为截止状态时，其集电极电压突升为高电压，这个电压会引起共模电流Icm2向CP2充电和共模电流Icm1向CP1充电，分布电容的充电频率即开关电源的工作频率。则线路中共模电流总大小为（Icm1Icm2）。如图2（b）所示，当V1导通时，差模电流Idm和信号电流IL沿着导线、变压器初级、开关管组成的回路流通。由等效模型可知，共模干扰电流不通过地线，而通过输入电源线传输。而差模干扰电流通过地线和输入电源线回路传输。所以，我们设置电源线滤波器时要考虑到差模干扰和共模干扰的区别，在其传输途径上使用差模或共模滤波元件抑制它

8、们的干扰，以达到最好的滤波效果。 1.2 输入电流畸变造成的噪声 开关电源的输入普遍采用桥式整流、电容滤波型整流电源。如图3所示，在没有PFC功能的输入级，由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得二极管的导通角变小，输入电流i成为一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流。这种畸变的电流实质上除了包含基波分量以外还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波分量注入电网，引起严重的谐波污染，对电网上其他的电器造成干扰。为了控制开关电源对电网的污染以及实现高功率因数，PFC电路是不可或缺的部分。 图3 未加PFC电路的输入电流和电压波形 1.3 开关管及变压器产生的干扰 主开关管是开关电源的核心器件

9、，同时也是干扰源。其工作频率直接与电磁干扰的强度相关。随着开关管的工作频率升高，开关管电压、电流的切换速度加快，其传导干扰和辐射干扰也随之增加。此外，主开关管上反并联的钳位二极管的反向恢复特性不好，或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。 开关电源工作过程中，由初级滤波大电容、高频变压器初级线圈和开关管构成了一个高频电流环路。该环路会产生较大的辐射噪声。开关回路中开关管的负载是高频变压器初级线圈，它是一个感性的负载，所以，开关管通断时在高频变压器的初级两端会出现尖峰噪声。轻者造成干扰，重者击穿开关管。主变压器绕组之间的分布电容和漏感也是引起电磁干扰的重要因素。 1.4 输出整流二极

10、管产生的干扰 理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声。 1.5 分布及寄生参数引起的开关电源噪声 开关电源的分布参数是多数干扰的内在因素，开关电源和散热器之间的分布电容、变压器初次级之间的分布电容、原副边的漏感都是噪声源。共模干扰

11、就是通过变压器初、次级之间的分布电容以及开关电源与散热器之间的分布电容传输的。其中变压器绕组的分布电容与高频变压器绕组结构、制造工艺有关。可以通过改进绕制工艺和结构、增加绕组之间的绝缘、采用法拉第屏蔽等方法来减小绕组间的分布电容。而开关电源与散热器之间的分布电容与开关管的结构以及开关管的安装方式有关。采用带有屏蔽的绝缘衬垫可以减小开关管与散热器之间的分布电容。 如图4所示，在高频工作下的元件都有高频寄生特性2，对其工作状态产生影响。高频工作时导线变成了发射线、电容变成了电感、电感变成了电容、电阻变成了共振电路。观察图4中的频率特性曲线可以发现，当频率过高时各元件的频率特性产生了相当大的变化。为

12、了保证开关电源在高频工作时的稳定性，设计开关电源时要充分考虑元件在高频工作时的特性，选择使用高频特性比较好的元件。另外，在高频时，导线寄生电感的感抗显著增加，由于电感的不可控性，最终使其变成一根发射线。也就成为了开关电源中的辐射干扰源。 图4 高频工作下的元件频率特性 2 开关电源EMI抑制措施 电磁兼容的三要素是干扰源、耦合通路和敏感体，抑制以上任何一项都可以减少电磁干扰问题。开关电源工作在高电压大电流的高频开关状态时，其引起的电磁兼容性问题是比较复杂的。但是，仍符合基本的电磁干扰模型，可以从三要素入手寻求抑制电磁干扰的方法。 2.1 抑制开关电源中各类电磁干扰源 为了解决输入电流波形畸变和

13、降低电流谐波含量，开关电源需要使用功率因数校正（PFC）技术。PFC技术使得电流波形跟随电压波形，将电流波形校正成近似的正弦波。从而降低了电流谐波含量，改善了桥式整流电容滤波电路的输入特性，同时也提高了开关电源的功率因数。 软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件电磁兼容特性的重要方法。开关器件开通和关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。使用软开关技术使开关管在零电压、零电流时进行开关转换可以有效地抑制电磁干扰。使用缓冲电路吸收开关管或高频变压器初级线圈两端的尖峰电压也能有效地改善电磁兼容特性。 输出整流二极管的反向恢复问题可以通过在输出整流管上串联一个

14、饱和电感来抑制，如图5所示，饱和电感Ls与二极管串联工作。饱和电感的磁芯是用具有矩形BH曲线的磁性材料制成的。同磁放大器使用的材料一样，这种磁芯做的电感有很高的磁导率，该种磁芯在BH曲线上拥有一段接近垂直的线性区并很容易进入饱和。实际使用中，在输出整流二极管导通时，使饱和电感工作在饱和状态下，相当于一段导线；当二极管关断反向恢复时，使饱和电感工作在电感特性状态下，阻碍了反向恢复电流的大幅度变化，从而抑制了它对外部的干扰。 图5 饱和电感在减小二极管反向恢复电流中的应用 2.2 切断电磁干扰传输途径共模、差模电源线滤波器设计电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器基本电路如图6所

15、示。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模干扰和共模干扰都有较强的抑制作用。在图6中CX1和CX2叫做差模电容，L1叫做共模电感，CY1和CY2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。 共模电感L1是在同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕线困难。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电

16、流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，具体关系参见表1所列。 实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容CX1及CX2构成了一个型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图6中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需

17、要有高耐压、低漏电流特性。一般装设在可移动设备上的滤波器，其交流漏电流应1mA；若为装设在固定位置且接地的设备上的电源滤波器，其交流漏电流应3.5mA，医疗器材规定的漏电流更小。由于考虑到漏电流的安全规范，电容CY的大小受到了限制，一般为2.233nF。电容类型一般为瓷片电容，使用中应注意在高频工作时电容器CY与引线电感的谐振效应。 差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路（如图6中电容CX1），只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚底，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对

18、工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了避免放电电流引起的冲击危害，CX电容容量不宜过大，一般在0.010.1F之间。电容类型为陶瓷电容或聚酯薄膜电容。 图6 开关电源EMI滤波器3 2.3 使用屏蔽降低电磁敏感设备的敏感性 抑制辐射噪声的有效方法就是屏蔽。可以用导电性能良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。为了防止变压器的磁场泄露，使变压器初次级耦合良好，可以利用闭合磁环形成磁屏蔽，如罐型磁芯的漏磁通就明显比E型的小很多。开关电源的连接线，电源线都应该使用具有屏蔽层的导线，尽量防止外部干扰耦合到电路

19、中。或者使用磁珠、磁环等EMC元件，滤除电源及信号线的高频干扰，但是，要注意信号频率不能受到EMC元件的干扰，也就是信号频率要在滤波器的通带之内。整个开关电源的外壳也需要有良好的屏蔽特性，接缝处要符合EMC规定的屏蔽要求。通过上述措施保证开关电源既不受外部电磁环境的干扰也不会对外部电子设备产生干扰。 3 结语 如今在开关电源体积越来越小，功率密度越来越大的趋势下。EMI/EMC问题成为了开关电源稳定性的一个关键因素，也是一个最容易忽视的方面。开关电源的EMI抑制技术在开关电源设计中占有很重要的位置。实践证明，EMI问题越早考虑、越早解决，费用越小、效果越好。 作者简介 王凡（1982），男，华

20、南理工大学电力学院硕士研究生。研究方向为高频开关电源。 王志强（1951），男，华南理工大学电力学院副教授，研究生导师，从事电力电子技术及高频开关电源等方面的研究。摘自中国电源网作者：王凡，王志强开关电源基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术- 江苏电子网QQ:99296827 由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用，使得功率变换器的开关频率越来越高，结构更加紧凑，但亦带来许多问题，如寄生元件产生的影响加剧，电磁辐射加剧等，所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。 传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下，功率变

21、换器的传导干扰以共模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术，并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了，它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于，它无需额外的控制电路和辅助电源，不依赖于电源变换器其他部分的运行情况，结构简单、紧凑。 1 补偿原理共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同：差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起；共模噪声则主要由较高的dv/dt与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流，同时，由于开关器件端子上的dv/dt是最大的，所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电

22、流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一个补偿电容上面，从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180，并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律，这两股电流在接地点汇流为零，于是50的阻抗平衡网络（LISN）电阻（接测量接收机的BNC端口）上的共模噪声电压被大大减弱了。2 基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源中的应用本文以单端反激电路为例，介绍基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓

23、扑结构，并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示，从开关器件过来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层，附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零，从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯，在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容Ccomp产生的反向噪声电流，所以它的线径相对原副方的NP及NS绕组显得很小（由实际装置的设计考虑决定）。附加电路中的补偿电容Ccomp主要是用来产生和由寄生电容Cpara引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比NPN

24、C决定。如果NPNC=1，则Ccomp的电容值取得和Cpara相当；若NPNC1，则Ccomp的取值要满足icomp=Cparadv/dt。此外，还可以通过改造诸如Buck，Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器，从而形成无源补偿电路，实现噪声的抑制，如图4，图5所示。3 实验及结果实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥，整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地（机壳）的寄生电容大约为80pF，鉴于实验室现有的电容元件，取用了一个100pF，耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地

25、铝板作为实验桌面，LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出，补偿电流和寄生电流波形相位相差180，在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是，由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通，散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见，补偿电流的幅值大于实际寄生电流，说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好，取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后，流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后，共模电流的尖峰得到

26、了很好的抑制，实验数据表明，最大的抑制量大约有14mA左右。图9是用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是，在3MHz左右出现了一个幅值突起，之后的高频段也未见明显的衰减，这说明在高频条件下，电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素，补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看，这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容，使其尽可能接近寄生电容Cpara的值，那么抑制的效果会在此基础上有所改善。4 此技术的局限性图10中的（

27、a），（b），（c），（d）给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况：第一种情况是在输入电容的等效串联电感（ESL）上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色，很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此，这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给，但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大，则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时，补偿电路几乎失效。图10（a）中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似，但是图10（b）中却很明显看出流过

28、补偿电容Ccomp的电流被限制了。另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1增大到10的时候，补偿电路也开始失效，如图10（c）及图10（d）所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。如果漏感相对于磁化电感来说很小的话，这个波形畸变可以忽略，但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶化，以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用。为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素，可以采取以下措施：对于输入电容的ESL，要尽量降低至可以接受的程度，通过并联低ESL值的电容来改善；密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形5

29、结语由以上的实验和分析可以看到，应用到传统电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声抑制电路是有一定作用的。由于用来补偿的附加绕组只须加到现有的变压器结构中，所以，隔离式的拓扑结构对于采用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。 差模干扰串联在信号中；共模干扰同时加在信号的两个输入端。差模传导噪音是电子设备内部噪音电压产生的与信号电流或电源电流相同路径的噪音电流。减小这种噪音的方法是在信号线和电源线上串联差模扼流圈、并联电容或用电容和电感组成低通滤波器，来减小高频的噪音。噪音产生的电场强度与电缆到观测点的距离成反比，与频率的平方成正比，与电流和电流环路的面积成正比。因此，减小这种辐射

30、的方法是在信号输入端加LC低通滤波器阻止噪音电流流进电缆；使用屏蔽电缆或扁平电缆，在相邻的导线中传输回流电流和信号电流，使环路面积减小。共模传导噪音是在设备内噪音电压的驱动下，经过大地与设备之间的寄生电容，在大地与电缆之间流动的噪音电流产生的。减小共模传导噪音的方法是在信号线或电源线中串联共模扼流圈、在地与导线之间并联电容器、组成LC滤波器进行滤波，滤去共模噪声。噪音辐射的电场强度与电缆到观测点的距离成反比，与频率和电缆的长度成正比。任何电源线上传导干扰信号，均可用差模和共模干扰信号来表示。差模干扰在两导线之间传输，属于对称性干扰；共模干扰在导线与地(机壳)之间传输，属于非对称性干扰。在一般情

31、况下，差模干扰幅度小、频率低、所造成的干扰较小，共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。因此，欲削弱传导干扰，把EMI信号控制在有关EMC标准规定的极限电平以下。 除抑制干扰源以外，最有效的方法就是在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器。开关电源的工作频率约为10100 kHz。EMC很多标准规定的传导干扰电平的极限值都是从10 kHz算起。对开关电源产生的高频段EMI信号，只要选择相应的去耦电路或网络结构较为简单的EMI滤波器，就不难满足符合EMC标准的滤波效果。在一般情况下，差模信号就是两个信号之差，共模信号是两个信号的算术平均值。共模抑制比：差模信号电压增益

32、与共模信号电压增益的比值，说明差分放大电路对攻模信号的抑制能力，因此共模抑制比越大越好，说明电路的性能优良传输线的共模状态：当两条耦合传输线上驱动信号的幅度与相位都相同时，称为共模传输模式。此时，传输线的等效电容将随着互容的减少而减少，同时等效电感却因为互感的增加而增加。传输线的差模状态：当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号幅值相同但相位相差180 度的时候，就是一个差模传输的模型。此情况下，传输线的等效电容因为互容的加倍而增加，但是等效电感因为互感的减小而变小。干扰类型通常按干扰产生的原因、噪声干扰模式和噪声的波形性质的不同划分。其中：按噪声产生的原因不同，分为放电噪声、浪涌噪声、高频振荡噪声等；按噪声的