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整流
基于单相电压型PWM整流器的交流电能负荷模拟器可用于对交流电能装置的各
种电特性的测试，也可以将电能回馈至电网，既可以有效地利用负荷模拟器的能量，
又可以降低温升、提高可靠性、减轻重量、减小体积，减小对电网的谐波污染。
因此
本文对单相电压型PWM整流器的功率因数模拟和电能回馈作了详细地研究。
本文在综合国内外有关文献的基础上，综述了整流器的发展历程、现状和趋势、
优缺点及其适用范围，简要地介绍了电能回馈负荷模拟器的原理及其现状。
本文详细阐述了单相电压型PWM整流器的工作原理，对整流器的单极性调制方
式及其波形进行了系统的分析；针对目前PWM高频整流的控制现状，按照典型I型
系统和II型系统的整定方法设计了电流内环控制器和电压外环控制器，以及加入电压
前馈的复合控制器的设计，并通过Matlab仿真验证了设计的可行性。
在前面理论分析的基础上，对实验系统进行了硬件设计和软件设计，包括交流侧
电感和直流侧电容的设计；重点介绍了基于TMS320F2812DSP控制芯片的控制电路，
包括其主要性能、外围相关的采样信号调理电路、保护电路、开关管驱动及其缓冲电
路、锁相电路。
在系统的软件设计方面设计了软件控制流程，对其中的数字PI调节
器和数字滤波器的设计进行了详细的阐述。
在此基础上，搭建了采用TMS320F2812DSP芯片控制的整流器平台，分别做了
功率因数模拟和单位功率因数回馈实验，并对结果进行了相关分析。
实验结果表明，
采用该控制策略的单相电压型PWM整流器能满足交流电能负荷模拟器的要求。
关键词：
电压型PWM整流器功率因数双闭环控制复合控制器负荷模拟器
1.1研究意义及其背景
在所有的静止电力变换电路中，整流电路是最早出现的，常用的整流电路拓扑结
构早在二、三十年代使用汞弧整流器时就已成熟[1]-[4]。
除直接使用直流电源的设备外，
大部分DC/AC和DC/DC装置的输入直流电压是经不控或相控整流得到的，故整流电路
的应用也最广。
据1992年日本电气学会的调查报告
[5]
，在所有的电力电子设备中，整
流装置要占到近70%之多。
由于整流器的用量如此之大，所以它的输入特性对电网有
很大影响。
概括来讲，传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流器的主要缺陷是：
（1）对公用电网产生大量的谐波；
（2）整流器工作于深度相控状态时，装置的功率因数极低；
（3）输出侧需要较大的平波电抗和滤波电容以滤除纹波。
这导致装置的体积、重
量增大，损耗也随之上升；
（4）相控导致调节周期长，加之输出滤波时间常数又较大，所以系统动态响应慢。
以上缺点中的三、四条还仅是影响装置本身的性能，而头两条，尤其是产生大量
的谐波，对公用电网产生了严重的污染，已成为公认的电网公害。
电网无功的副作用主要表现为降低了发电、输电设备的利用率，增加了线路损耗。
无功还使线路和变压器的电压降增大。
至于谐波，它对公用电网的影响更为严重。
它的危害主要有以下几个方面：
（1）谐波增加了公用电网的附加输电损耗，降低了发电、输电设备的利用率；
（2）在电缆输电的情况下谐波以正比于其电压幅值的形式增加了介质的电场强
度，缩短了电缆的使用寿命，还增加了事故次数和修理费用；
（3）谐波会影响用电设备的正常工作。
比如谐波对电机产生附加转矩，导致不希望的
机械震动、噪声。
还会引入附加铜损、铁损，以及过电压，导致局部过热，绝缘老化，
缩短设备使用寿命。
瞬时的谐波高压还可能损坏其它一些对过电压敏感的电子设备；
（4）谐波还引起某些继电器、接触器的误动作；
（5）谐波使得常规电气仪表测量不准确；
（6）谐波对周围的环境产生电磁干扰，影响通信、电话等设备的正常工作；
（7）谐波容易使电网产生局部的并联或串联谐振，而谐振导致的谐波放大效应又
1进一步恶化和加剧了所有前述问题[6]。
随着用电设备谐波标准日益严格，采用高功率因数，低谐波的高频开关模式PWM
整流器，代替传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流装置是大势所趋。
和传统整流
器相比，PWM整流器可以控制交流电源电流为畸变很小的正弦化电流，且功率因数
为1。
此外，PWM整流器比起传统相控整流器相比较，体积，重量可以大大减小，
动态响应速度也可以显著提高。
1.2PWM整流器的分类及特点
PWM整流器也称开关模式整流器（SMR：
SwitchModeRectifier）。
从不同的角度
看PWM整流器有不同的划分。
按是否具有能量回馈功能，将PWM整流器分成无能
量回馈功能的整流器（PFC—PowerFactorCorrection）和具有能量回馈功能的整流器。
按
电路的拓扑结构和外特性，PWM整流器分为电压型（升压型或Boost型）和电流型（降
压型或Buck型）。
升压电路的基本特点是输出直流电压高于输入交流线电压峰值，这
是其升压型拓扑结构决定的。
升压型整流器输出一般呈电压源特性，但也有工作在受
控电流源的时候。
降压电路输出直流电压总低于输入的交流峰值电压，这也是由电路
拓扑结构决定的。
降压型整流器输出一般呈电流源，但有时候也工作在受控电压源状
态。
无论哪种PWM整流电路，都基本能达到单位功率因数。
但在谐波含量，控制复
杂性，动态性能，电路体积、重量、成本方面有较大差别。
1.2.1PFC整流电路
图1.1是单相升压型PFC的基本电路。
PFC工作方式分不连续电流模式（DCM：
DiscontinuousCurrentModel）和连续电流模式（CCM：
ContinuousCurrentModel）。
DCM方式只用一个电压环控制输出直流电压。
稳态时开关管的占空比为常数。
它
的主要优点是电路简单，控制方便。
由于电感电流不连续，自然形成了开关管的零电
流开通条件，开通损耗小。
二极管D自然关断，没有反向恢复问题。
它主要缺点是电
压、电流应力大。
DCM方式的另一缺点是，要使输入电流畸变小，输出直流电压必须
远高于交流电压峰值[7,8,9]。
这是因为在T开通过程中，电感电流峰值和平均值都正比
于输入正弦电压。
T关断时，电感放电速率受直流电压影响。
直流电压越高则放电时
间短，放电部分的平均电流越小，总平均电流越接近正弦。
受器件耐压限制，电压型
PFC的直流电压通常只比交流侧峰值电压略高，所以DCM方式的输入电流谐波较大。
为减小电流畸变，把输入升压电感改成单端反激（flyback）变压器
[10][11]
，使变压器原边
放电过程减为零，电流平均值完全正比于输入电压，理论上可消除低次谐波。
而且还
可以使输入输出电隔离，输出电压可以通过变压器变比调节。
采用flyback的副作用是：
电流应力更大，开关管要承受很大的阻塞电压，还需要额外箝位电路吸收变压器漏感
能量。
总的说来，DCM方式适合于小功率、电流畸变要求不高的应用场合。
可以使输入输出电隔离，输出电压可以通过变压器变比调节。
采用flyback的副作用是：
电流应力更大，开关管要承受很大的阻塞电压，还需要额外箝位电路吸收变压器漏感
能量。
总的说来，DCM方式适合于小功率、电流畸变要求不高的应用场合。
CCM方式
[12]
一般采用图1.2所示的电压外环和电流内环的双闭环控制。
电压控制
器的输出是输入电流幅值指令Im。
该指令和电网电压的整流信号相乘作为电流给定。
因为电流给定是和电网电压信号波形成比例，所以电流给定信号和输入电压同相。
电
流内环使输入电流尽可能跟踪电流指令，最终的PWM驱动波形由电流控制器决定。
由于电流内环的存在，驱动波形占空比按正弦规律变化，使电感电流平均值为正弦。
故有时CCM方式也被称为平均电流控制方式。
CCM的输入电流畸变很小，动态响应
也比DCM快的多。
由于CCM方式的输入电流连续，所以在同等输入功率时，CCM方
式比DCM的平均输入电流小，不象DCM那样有很高的峰值电流。
相比较而言，CCM
的开关管电流应力小，适用的功率范围比DCM大。
另外，CCM方式下输入电流连续，
所以输入整流桥可以用普通整流二极管构成，而DCM电路在开关频率高时要使用快恢
复二极管作整流元件。
CCM的不足之处是开关损耗比DCM大，尤其是开关管开通时，
阻塞二极管的反向恢复电流引入较大的关断损耗。
CCM控制电路也比较复杂。
不仅要
检测输入电流，还需要乘法器。
不过，现在已有供CCM方式的专用PFC集成芯片（如
UC3854等），控制电路已经简化了很多。
PFC电路后面通常接DC/DC变换电路再输出。
能量经二次转换，元件多，效率
低。
PFC电路将PFC和Boost、Buck、Cuk、Sepic等二次变换电路有机地结合，既能
完成功率因数、电流波形校正，又能完成输出电压调节。
图1.3（a）和1.3（b）分别是PFC
和Flyback电路结合以及和Cuk电路结合的例子。
尽管整体电路的两级变换共用同一
个开关器件，增加了通态电流应力，输出调节范围也受到一定限制，但整体电路结构
简单紧凑，控制方便，更重要的是电路成本低，总体经济性好，对小功率、大批量产
品（如计算机、通讯电源、充电器等）还是很有吸引力的。
降压型PFC电路结构如图1.4所示。
其输出电压低于输入电压峰值。
与升压型PFC
相比，降压型PFC有一些很吸引人的优点。
Buck型PFC电路输出电压可大范围调节，
甚至可以零电压输出。
输出电感的限流作用使电路运行安全，即使输出短路也不会损
坏半导体器件。
但是，Buck型电路的输出电感过于大。
电感的作用一是平滑输出电
流，二是维持整流桥能全周期工作。
因为当交流电压的数值比直流电压低时，必须靠
电感储存的能量续流才能使整流桥导通。
和升压型PFC中起的储能电容相比降压型
PFC的直流电感体积大、笨重、成本高。
所以降压型PFC很少有应用实例。
由于输出
电流主要含二次谐波，把图1.4的输出电感改成图1.5所示的和电网频率二次谐波谐
振滤波器，可以在一定程度上减小电感，但收效不大。
一般Buck型PFC只用于某些
特殊场合。
1.2.2能量可回馈的PWM整流电路
能量可回馈型的PWM整流器均采用全控型半导体开关器件，它比PFC电路具有
更快的响应和更好的输入电流波形。
由于最初的半导体器件（SCR，GTO）都是单向导
通的，所以电流型整流器出现的时间要早一些。
而实际应用中，电压型的PWM整流
器占绝大多数，特别是在中小功率领域。
图1.6和图1.7分别是单相半桥和全桥电压型整流器。
图1.8是三相电压型整流器。
抛开整流器的输入电感，整流器的主电路和逆变器是一样的。
稳态时工作时，输出直
流电压不变，开关管按正弦规律脉宽调制，整流器交流侧的输出电压和逆变器相同。
忽略整流器输出交流电压的谐波，变换器可以看作是可控正弦三相电压源。
它和正弦
的电网电压共同作用于输入电感，产生正弦电流波形。
适当控制整流器输出电压的幅
值和相位，就可以获得所需大小和相位的输入电流。
除以上基本的电路结构，还派生出了一些其它的电路形式。
主要有三相四线型的
PWM整流器。
它能为整流器后端的三相UPS提供中点而无需变压器。
另有一种低成
本的四开关三相整流电路，它比常规三相整流器少用一个桥臂。
图1.9是三相电流型PWM整流器，其输出呈直流电流源特性。
电流型整流器很
少用于单相，因为那需要很大的直流平波电抗。
电流型整流器应用不广泛的原因有两
点。
一是整流器输出电感的体积、重量和损耗都比较大。
二是常用的全控器件都是双
向导通的，主电路构成不方便且通态损耗大。
不过电流型整流器也有其独特的优点。
由于输出电感的存在，它没有桥臂直通过流和输出短路的问题。
另外，开关器件直接
对直流电流作脉宽调制，所以其输入电流控制简单，控制速度非常快。
理论上即使是
电流开环控制也能得到很好的输入电流和快速的电流响应。
无论是电流型还是电压型的主电路都是能量可双向流动能量变换器，作整流器只
是它们的功能之一。
上述的主电路结构还可以用于无功补偿器，有源滤波器，风力、
太阳能发电，电力储能系统，有源电子负载[13]等应用领域。
其控制方式和整流器控制
也有很多相近的地方。
1.3电压型PWM整流器的控制
建立数学模型是对整流器进行有效控制的基础。
一般假设半导体器件是理想开
关，根据不同开关模式下电路的拓扑联接关系得到原始的整流器模型。
原始模型一般
只能用于仿真计算而难以用于系统分析。
通常采用状态空间平均法消除模型的不连续
特性，用坐标变换方法使模型降阶，并使稳态交流变量成为直流变流以削弱系统的非
线性特征。
经过处理后的模型仍然是非线性的，因此有时还需用到整流器在其静态工
作点的线性化小信号模型。
整流器的控制目标一是输入电流，二是输出电压。
其中输入电流的控制是整流系
统控制的关键所在。
因为采用PWM整流器的目的就是为了使输入电流波形正弦化。
其次，对输入电流的有效控制的实质是对变换器能量流动的有效控制，也就控制了输
出电压。
基于这个观点，可以将整流器的控制分成间接电流控制和直接电流控制两大
类。
间接电流控制也称幅相控制，通过调节整流器交流侧电压的幅值和相位达到控制
输入电流的目的[4][5]。
其电流控制的依据是整流器的空间矢量图或相量图，对电流的
控制是开环的。
间接控制的静态特性很好，控制结构简便。
由于不需要电流传感器，
故成本也比较低。
不过目前为止，间接控制实际应用的例子很罕见。
这是因为间接控
制规律是基于稳态的观点得到。
系统过渡过程按其自然特性完成，而整流器的自然特
性又很差。
所以在间接电流控制的电流暂态过程中，有将近100%的电流超调，电流
振荡剧烈，系统的稳定性差，响应慢。
引入电流微分反馈或加上串联补偿器[68]都是改
进间接电流控制动态响应的有效途径，将有可能使间接控制实用化。
本文将凡是引入了输入电流反馈的控制方式均称为直接电流控制方式。
直接电流
控制具有非常优良的动态性能。
从系统控制器的结构形式划分，直接电流控制又可以
分为三种类型。
第一类是电压、电流双闭环控制方式。
这也是目前应用最广泛，最为实用化的控
制方式。
它们的共同特点是：
输入电流和输出电压分开控制。
电压外环的输出作电流
指令，电流内环则控制输入电流，使之快速地跟踪电流指令。
电流内环不仅是控制电
6流，而且也起到了改善控制对象的作用。
由于电流内环的存在，只要使电流指令限幅
就自然达到过流保护的目的，这是双环控制的优点。
从电流控制器的实现方式看，又
有以下一些形式。
电流滞环调节器最早出现[14]。
它具有非常快的电流控制特性，对参数变化的适应
性也很强。
滞环控制的缺陷是开关频率不固定，开关应力大。
用串联比例或比例积分
等线性控制器代替滞环控制器，并结合电流状态反馈实现电流解耦控制方法应用广
泛，其动态特性与滞环控制接近。
当暂不考虑直流电压变化时，整流器的输入电流模
型是线性时不变系统。
所以也有采用状态反馈的方法配置电流响应的闭环极点，这种
方法和前述用串联比例电流调节器加电流反馈解耦的控制方式在本质上是一样的。
如
果是在离散电流模型中配置极点，并使得电流在采样点后一拍或数拍跟踪上电流指
令，那么就是所谓的预测电流控制或无差拍电流控制[15][16]。
以最短时间跟踪电流指令
的最优控制也有应用。
电流的控制既可以是在两相同步坐标系中，也可以是在静止坐标系中。
比较而言，
同步坐标系下可以实现电流的无静差跟踪，电流响应也快一些。
早期的控制电路主要
用模拟电路，要实现坐标变换非常复杂，所以控制器一般在静止坐标系实现。
为弥补
静止系控制器的不足，在静止坐标系的电流控制器中引入电网反电势信号作前馈补偿
可以使静止坐标系的电流控制效果和旋转坐标系很接近。
但这还不能和旋转系的电流
控制等同，静差虽然减小但依然存在。
将同步坐标系下的PI调节器表达式变换到静
止系，可以得和同步坐标系控制效果完全等效的静止坐标系下的调节器。
不过这仅能
实现三相系统的电流无静差调节。
如果利用内模控制原理，在控制器中引入交流电流
给定指令的信号模型，将可以获得对单相交流电流的无静差跟踪特性。
随着微处理器技术的发展，数字化系统正逐步取代模拟电路。
在数字化系统中进
行坐标变换非常方便，所以使用静止坐标系的控制器将越来越少。
第二类直接电流控制方式是以整流器的小信号线性化状态空间模型为基础。
电
压、电流控制不分开，而是对整个系统进行闭环极点配置[17]或设计最优二次型[18][19]调
节器。
该控制方式需要事先离线算出各个静态工作点的状态空间模型及与之对应的反
馈矩阵，然后存入存储器。
工作时，检测负载电流或等效负载电阻以确定当前的工作
点，然后查表读取相应的反馈矩阵。
这种方式的控制效果不错，只是要求对静态工作
点的划分很细，占用存储空间较大，离线计算量也比较大，实现复杂。
第三类方式是非线性控制方法。
因为整流器本质上是非线性的，所以用非线性控
制方法更为适合。
基于李亚普诺夫法的整流器控制具有良好的控制效果，更重要的是
它能使整流系统绝对稳定。
从整流器的模型看，它属于非线性仿射系统。
这类系统可
7以通过非线性状态反馈在实现系统线性化的同时实现解耦。
理论分析表明，除空载工
作状态，PWM整流器可以利用非线性状态反馈线性化和解耦。
仿真研究表明它的控
制效果比双闭环系统优越。
就电力电子领域而言，非线性反馈解耦理论已在交流异步
电机控制中得到应用。
1.4电能回馈型负荷模拟器
1.4.1国内外研究现状
1990年SureshGupta等人首先提出了在UPS、直流开关电源等系统的测试中，采
用电能可回馈的装置代替电阻进行电源设备的老化实验[20]，这种早期的思路是在被测
试电源与电网之间串联一个幅值、相位可调的变压器，通过变压器来调节电源设备输
出的有功功率和无功功率，达到对电源设备进行测试的目的。
同期我国台湾成功大学
的学者也提出了使用特殊方法制作的并联变压器将电能回馈回电网思路[21]。
进入九十
年代中期，随着对PWM整流器研究工作的深入，我国台湾成功大学的学者提出了采
用PWM整流器将测试设备输出的电能反馈回电网的思路
[22]
，其中PWM整流器采用
电流控制方式，使其输出功率因数接近于-1，有功电流被反馈回电网，但是这种早期
的测试装置的输入端采用不控整流桥，这样无法模拟各种负荷电特性；直流母线的电
如果采用电力电子元器件构成的电能回馈型负荷模拟器进行相应的实验则可以
很好地解决这些问题，不仅测试设定简单，而且可以大量地节省测试时消耗的电能，
是一种实用、高效的方案。
它与被测电源和电网按如图1.10所示的电路进行连接，由
图可见，电能回馈型负荷模拟器串联在被测试电源设备的输出测，它一方面要模拟各
种线性负载、非线性负载、特殊负载的电特性，达到对被测设备各种电特性的测试目
的，另一方面，它要将吸收的电能通过并联在电网上的变压器馈回被测电源设备的输
入端，从而让这部分能量可以在被测电源设备中循环利用，这样电网只用提供被测电
源容量的部分能量就能完成整个测试，同时节省了测试场地的电源容量。
图1.11所示
为电能回馈型负荷模拟器的结构图，其中图1.11（a）为单相电路结构，它既可以测试单
相交流电源设备，同时可以完成对直流电源设备的测试，具有极强的通用性；对于三
相的电源被测设备可以采用如图1.11（b）所示的由三个单相组合而成的电路结构，它体
现了模块化的设计思想，在保证了设备的灵活性的同时又顺利解决模拟三相不对称负
载的问题。
1.5本文主要研究内容
本文针对单相电压型PWM整流器在电能回馈型负荷模拟器中的应用，对单相电
压型PWM整流器的系统建模、控制系统和仿真分析做了理论分析和实验工作，主要
可以概括如下：
（1）在查阅了文献和材料的基础上，对课题研究的背景和意义、PWM整流器的
11发展现状、各种PWM整流器的主电路拓扑结构、电压型PWM整流器的控制、电能
回馈型负荷模拟器的研究现状和原理进行了阐述；
（2）对单相电压型PWM整流器的工作原理进行了分析，主要构建了其数学模型；
分析了单极性PWM调制方式在整流器中的应用和对应的波形分析；
（3）阐述了VSR的控制策略，包括按照典型I型系统和典型II型系统设计双闭环
控制器的电流内环和电压外环控制器、加入前馈控制构成的复合控制器；然后通过仿
真波形验证了控制策略的有效性；
（4）针对10kVA的整流器实验平台进行了系统设计，包括硬件系统和软件系统的
设计；
（5）通过实验结果验证了实验设计的正确性，并对实验波形进行了分析；
（6）对全文进行了总结，对未来的研究方向进行了展望。
12
2.1单相电压型PWM整流器的数学模型
单相电压型PWM整流器的主电路结构如图2.1所示
[35][36]。
该电路拓扑为全桥结
构，其中US为输入电压；电感LS为等值电感，起到传递能量、抑制高次谐波和平衡桥
臂终端电压和电网电压的作用；RS为等值电阻，通常情况下较小；T1～T4为全控型开
关器件（如MOSFET、IGBT等）；D1～D4为续流二极管；直流电容Cdc为滤波电容，为
高次谐波电流提供低阻抗通路，减少直流电压纹波；RL为负载电阻。
其中模式3和模式4使单相PWM整流器交流侧电压uab为零，因而称为“零模式”。
单相电压型PWM整流器在不同开关逻辑状态下的运行状态如下
[37]
：
（1）工作模式1：
T1（D1）、T3（D3）或T2（D2）、T4（D4）导通时，即下桥臂开关或上桥
开关全部导通，其等效电路如图2.4（a）。
此时uab=0，负载消耗的能量由电容Cdc提
，直流电压通过负载RL形成回路释放能量，电压下降。
同时，电源uS两端直接加
电感LS上，当uS>0时，即uS处于正半周，电感中电流iS上升，T3和D1导通或者T2和
D4导通，只要T2、T3中的一个导通即可；当uS<0时，即uS处于负半周，电感中电流iS
下降，T1和D3导通或者T4和D2导通，只要T1、T4中的一个导通即可，这两种状态使
电感储存能量，并满足关系式（2-4）：
S
Ss
diu
L
dt=
（2-4）
（2）工作模式2：
T1（D1）、T4（D4）导通时，其等效电路如图2.4（b）。
此时uab=udc，
储存在电感LS中的能量逐渐流向负载RL和电容Cdc上，电流iS下降，通过D1和D4形成
回路，且T2、T3同时关断。
直流侧电流idc一方面给电容Cdc充电，使得直流电压udc上
升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过电容形成低阻抗回路；另一方面给
负载RL提供恒定的电流iL，并满足关系式（2-5）：
S
sSdcS
di
S
LuuiR
dt=
?
?
?
（2-5）
（3）工作模式3：
T2（D2）、T3（D3）导通时，其等效电路如图2.4（c）。
此时uab=-udc，
储存在电容Cdc中的能量逐渐流向负载RL和电感LS上，电流iS上升，通过D2和D3形成
回路，且T1、T4同时关断。
并满足关系式（2-6）：
S
sSdcS
di
S
LuuiR
dt=
+?
?
（2-6）
在任意瞬间，电路只能工作于上述开关模式中的一种。
在不同时区，可以工作
于不同模式，以保证输出电流iS的双向流动，即实现能量双向流动。
从单相工作原理
可以看到当电容充电时，主要依靠IGBT并联的二极管工作，输入电感释放能量，输
入电流变化取决于输入电压正负；当电容放电时，主要依靠IGBT本身和二极管工作，
输入电感储存能量，输入电流的变化同样取决于输入电压正负。
这是Boost型电路拓
扑和IGBT所决定的工作方式。
采取正弦PWM方式对全控开关器件T1~T4进行控制，则在全控桥的
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