模拟电路设计与仿真.docx
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模拟电路设计与仿真
目录
一．前言2
二．单管基本放大电路2
三．AC/DC线性电源基本测试电路3
四．一个简单的开关电源仿真4
五．单管放大电路5
六．多管放大电路7
七．大功率放大电路9
八．渥尔曼电路设计11
九．LC振荡电路设计13
十．RC振荡电路设计13
十一．提高三极管的开关速度14
十二．小功率线性稳压电源16
十三．乘法倍频器17
十四．上升沿下降沿检测器18
十五．运放电路组成的全波整流20
十六．反相器21
十七．运放相控整流电路21
十八．运放低通滤波器23
十九．电压跟随器23
二十．三角波发生器24
二十一．运放负反馈电路25
二十二．信号的调制解调25
二十三．推挽射极跟随器25
二十四．音频带通滤波器26
二十五．音频带通滤波器28
一．前言
本文件中所有的电路图为Multisim绘制。
学习电路，利用仿真软件是最容易上手的，理论学的太多，如果不练习下，就不知理论在讲什么。
仿真软件的结果虽然与实际的有些区别，但是从验证理论来说，还是非常不错的。
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二．单管基本放大电路
Q1
电压、电流、放大倍数
基极处于正向偏置，电压差为Vbe，约0.7V
放大状态的三极管就好像一个可变电阻。
R1
限制基极电流，处于放大状态范围
太大：
则无法驱动三极管
太小：
电流太大，则会产生削顶失真。
〉三极管基极开启电流、<饱和电流/放大倍数
Au
交流放大倍数等于直流放大倍数。
R2
为输出阻抗
如果太大：
则导致1点的电压过低，出现失真。
如果太小：
则导致R2两端电压过低，电压波动幅度有限，也就是放大倍数反而变小。
R2小的时候，R1也要小一些，使Ib的驱动能力变大，从而提高放大能力。
R3
负载电阻，负载对于放大倍数有影响，也就是说负载的大小直接影响本级的放大倍数，对于交流电路来说，负载R3与R2是并联接地的，如果太小，那么Ic就变大，从而使放大倍数变小。
在本电路中，由于交流放大倍数Rc/Re=无穷大，因此负载对于放大倍数的影响有限。
C1
仅影响信号源，太小就会使信号失真。
C2
仅影响输出信号，对于驱动级放大电路，电流很大，需要采用很大的电容。
三．AC/DC线性电源基本测试电路
F1
保险丝
安全组件
T1
变压器，变比、功率由电路功率决定。
功率越大，则变压器的漆包线越粗，个头也越大。
漆包线的粗细与变比成反比，因为
P=I1*U1=U2*I2，而导线同电流的能力与其截面成正比，因此A1/A2=U2/U1=18/220，
而2次侧的绕线长度是一次侧的18/220，因此其实电阻二次侧比一次侧小很多，是18/220的平方。
根据输出电压、功率选择
D1
整流桥，有分立二极管，也有整流块，采用整流块的好处是二极管的性能基本一样，更平衡，但对于小功率的电路来说，基本不用考虑。
功率、耐压值
C1
滤波电容，
高电压450V，因为波峰电压有300多V
高电容，根据负载确定，如果功率大，电容就要大。
在大功率音响中，如果采用线性电源，这个滤波电容就要很大了，一般采用多个电容并联，因此音响电路板中我们可以看到很多大电容。
T2
共轭电感，起共模抑制作用，可以防止雷击等引起的高频电网波动。
有些电源在单线上串有一个很小电感量（漆包线很粗）的电感来抑制差模高频干扰。
C2
滤去高频干扰
C3
滤去低频干扰
U1
7815，三端线性稳压芯片，线性稳压是采用晶体管的放大状态调节电压的，我们知道，处于放大状态时，晶体管的能耗是很高的，因此其发热量很大，目前好点的电源一般采用开关稳压芯片。
线性稳压器中，输入电压必须比输出高出至少1-2V，而且电压差越大，那么发热就越厉害。
因此开关稳压是未来的趋势。
四．一个简单的开关电源仿真
XFG1
信号发生器，用来模拟开关控制信号，对于实际的开关电源，是用芯片来实现的PWM控制。
Q1
开关，用IGBT、MOSFET实现，根据负载功率选择
C1
滤波电容，开关频率大，则滤波电容可以小，如果负载功率小，则滤波电容也可以小。
D2
为L1续流，当开关断开，形成工作回路，因此电流也可能很大，要根据负载功率选择，电压450V，电流由负载功率决定。
L1
储能电感，电感量一般比较大，开关频率高，电感量可以小，但是电感的线径仅与负载功率相关。
对于高频开关电路，绕的圈数就可以少些。
如果没有电感L1，那么会出现什么情况呢。
在负载R1足够小时，获得的电压不会瞒电压300V，因为C3滤波电容会很快通过R1放电完成，如果R1电阻大，那么C3就会不断地充电到达300V。
因此L1是获得降压输出的关键条件。
但是在这样的电路中，电源的内阻抗是比较大的，如果不加反馈信号进行调节，输出电压就会随负载而波动。
在实际的开关电源中，总是从输出的电压中获得反馈信号（电压或电流），而一般为了隔离采用的是光电耦合电路。
开关电路有正激、反激；单激、双激励；不管哪种开关电源，原理基本一样。
1）高频开关管实现高频交流。
2）反馈电路实现稳压。
3）电容实现滤波。
4）有些采用变压器实现变压及隔离、多路输出。
恒流源：
直流、线性电源、晶体管工作于放大状态，取决于晶体管的工作电流大小。
阻容降压：
交流、串联电容，电容斩波，用高压小电容直接从220V降压成几V电压。
五．单管放大电路
XFG1
信号发生器，信号幅度10mV
如果信号幅度大，则放大后的信号就可能达到饱和区，因此测试时，信号幅度和放大倍数要配合才能减少失真，同时信号幅度大，则C1也要相对大些。
C1
滤去信号直流成分，随信号大小和基极电流调整，一般取足够大就可以了。
R6
信号衰减，因为这里只通交流，对于交流就有分压作用。
R5
和R3配合，实现交流放大倍数，大小可以任意，但是为了节能，流过的电流越小越好，但是同时如果太小，则Ib也会非常小，干扰就增大。
如果要获得好的频率特性，就要根据三极管的图表来选择Ie，由Ie就决定了Re的大小。
Ve处的电压取2V左右。
要获得最大振幅，Vc点处（输出）的电压静态应在8.5V，计算就是（15V-2V）/2+2V（Ve）,最大振幅理论可以为13V。
Q1导通，输出为2V，Q1截止，输出电源电压。
R3
由放大倍数以及计算出的R5决定。
R3就是开关电路中常说的上拉电阻，因此从这里可以看出，共发射极的放大电路驱动能力非常有限。
即使Q1处于断开，输出15V电压，最大也就1.5mA。
R1，R2
Ic为1mA，那么基极直流电流就是1mA/hfe，设放大倍数100，那么就是10uA，一般取分压回路比Ib大得多，从而保证信号失真小（基极电流波动对于分电压的影响小），取10倍大，因此就是100uA
同时为了获得基极电压为2+0.6V，那么就可以将总电阻分解，再取常用电阻值系列，就获得如上图的值。
C3
R7
是一个交流旁路，是交流反馈电路，R5是一个反馈电阻，负反馈降低了放大倍数，为了获得更好的信号放大，加了这个旁路系统来减少交流负反馈，不改变直流工作点情况下，改变了交流的放大倍数Au=R3/（R5并联R7），但是不可能通过无限制减小R7来获得无限高的放大倍数，因为那样会产生失真，最多能达到直流放大倍数。
C2
耦合电容，除去本级放大系统的直流成分，由于共发射机的输出有限，因此这个电容不会太大。
R4
负载RL，在测试时，可以取很小和很大，就会看到放大系统的输出的对比。
如果R4很小（如1欧），就是负载功率很大，那么，就会产生信号无输出（失真），从电路来看，交流通路中电流直接从R3和C2、R4流回到地，因此Vc受Q1分流的影响很小。
从阻抗匹配来看，本级放大的输出阻抗为R3，而负载阻抗为R4，那么如果R4不是比R3大一个数量级的话，输出电压就随负载大小而波动。
这就如一个电源加一个电阻，电源也有内阻，如果电源内阻为1K，外接的电阻为10欧时，那么分压得到的电源输出电压就是约1/100电源电压。
如果R4很小，那么获得的电压输出很小，那么其波动幅度就很有限。
因此在放大电路和驱动电路中，我们总是希望输出阻抗（就是本级的电源内阻）越小越好。
而当本级作为另一个放大电路（驱动电路）的下一级时，那么本级的输入阻抗（也就是作为上一级的负载存在）就越大越好。
这就是阻抗匹配的概念。
六．多管放大电路
面对一个多级放大电路，要很快看出其基本电路的组合，需要先熟悉各个基本电路的特征。
上图中，就是一个单管放大电路，加上一个推挽射极跟随器组成的。
不能做为成品电路，这只是一个简单的测试，实际的应用还要考虑失真、热性能等补偿而增加的附加电路。
基本共发射极放大电路推挽射极跟随器
Q1为放大管，对小信号进行电压信号放大，转变成电压幅度的波动。
但是其输出电流能力很有限。
Q2、Q3：
是一个对管，希望是性能相同，这里做测试，可以采用基本一样的管子进行修改参数。
射极跟随器，不会对信号进行放大，只是将电压信号转换成电流波动，从电路可以看出，电源经过三极管直接输出到负载，其内阻为0，也就是阻抗匹配中，其输出阻抗为0，是理想状态。
如果信号源为直流，那么去掉C5，这个就变成了一个线性电源，通过调整输入信号的电平，就可以获得不同的直流输出。
在线性电源中，为了增加输出，会采用很多管并联。
C5：
由负载功率决定，如果负载功率大，那么电容也就要大。
否则低频就会被截去。
D1、D2：
是为了获得Q2、Q3的基极偏置电压。
七．大功率放大电路
1．二级射极推挽输出，采用达林顿级联方式，保证了电流被充分放大。
2．电压放大倍数并不大，由OP芯片实现，但是电流放大倍数很大。
3．由于采用运放作为初级放大，输入电流可以看成是0。
电流增益可以说无穷大。
4．并联在反馈电阻上的C2的作用是对高频噪声进行充分负反馈，以防止高频振荡。
对于高频来说，就直接将输出与输入连起来，那么放大倍数是0，也就消除了高频干扰。
5．Q5、Q6的共发射极放大电路的放大倍数，已经被OP的负反馈限制。
OP的负反馈电路已经决定了整个电路的放大倍数，非常方便和理想。
6．但是为甚么要用Q5和Q6呢，从图可以看出，电源电压是正负45V，而OP的电源只有正负15V，因此对OP的输出要进行信号电压放大。
在电压放大后，紧接着是两级电流放大。
7．Q4、Q1、Q8构成了射极推挽输出，其中Q4电路是一个温度补偿电路，是防止Q1和Q8热击穿的。
8．Q5、Q6的共射极放大电路中，Re=1K，而Rc被射极跟随器的补偿电路所替换，这里这种替换是可以简化电路。
9．其中的可变电阻可以调节Q4的基极偏置电压，从而调节Ib，R16的电流是固定的，为0.6V/3K欧=0.2mA。
可变电阻
八．渥尔曼电路设计
渥尔曼电路的目标是解决，对于共基极放大电路的输入阻抗太低的问题，对于共基极电路，其高频放大性能比共射极电路要好，但是输入阻抗小。
共基极电路与共发射极电路的放大情况基本相同。
渥尔曼电路的特征：
两个三极管这样连接后，就好像一个三极管一样使用。
上部分为共基极放大电路，从发射极输入信号，从集电极取出信号，放大倍数由Rc/Re确定，Q2的直流工作偏置电压由R6和R8设定，C5和C4实现基极交流接地。
R8的电阻计算，是根据Vc1+0.6的偏置电压决定的。
而Vc1则是根据要求的振幅决定的，只是一个大概值（最优值），上下有一定的波动空间，电路依然可以正常工作。
共基极放大电路的输入电阻，被共发射极放大电路所接管，这里Q1的交流放大倍数为0（因为Rc1=0）。
这样的电路就是典型的渥尔曼电路：
1）两个晶体管直接串联，第一个晶体管基极接地（这里只考虑信号，或者说交流）。
2）两个晶体管可以看成一个，放大倍数由上下的Rc和Re决定。
3）输入阻抗由第二个晶体管电路决定，因此第一个晶体管的R6、R8与阻抗匹配无关。
可见，采用这样的渥尔曼电路，可以综合共发射极和共基极电路的双重好处：
1）拥有共发射极电路的高输入阻抗。
2）拥有共基极放大电路的良好高频特性。
从输入来看，是一个共射极放大电路的C极插入了一个共基极电路。
从输出来看是将共基极的电阻变成了共发射极电路。
可以作为一个改良了的共射极电路来使用。
也可以作为一个改良了的共基极电路来使用。
九．LC振荡电路设计
上图为考毕兹（Colpitts）振荡器，
1.振荡频率
L:
原理图中为L1，L/C不能太小，否则起振困难，一般1MHz采用1uH左右。
C6/C7的比值不能太小，因此实际上对频率起决定作用的是C1和C7。
R1、R8、R4的取值，与电源大小有关。
L1，可以自己制作，一般用漆包线绕制10多圈的一个概念。
LC电路的波形比RC振荡器的波形失真小，更接容易获得近正弦波。
LC和RC振荡器的频率一般不会很稳定，因此不用于对频率精度要求高的场合，如对于通信的同步要求高的场合一般是采用晶振电路，因为晶振电路的频率比较稳定。
LC可以做高低频都可以，但是做低频时电感L很大，不经济。
RC只能做中低频，是最便宜的振荡器。
一十．RC振荡电路设计
上图为文氏电桥振荡器，调节R4可以调节起振和波形。
RC电路的元件参数匹配相对于LC来说要苛刻些，如果你的电路制作得不是很好，就不能难获得近似的正弦波，因此加入一些可调节的元件可以让电路工作在合适的状态。
RC电路很容易获得矩形波。
D1和D2是限幅电路，如果没有D1和D2，就更难获得近似的正弦波。
如果要获得更高的频率，可以减少R2、R3、C1、C2。
C5：
一个幅度调节电容，很小时不起作用，对高频旁路，如果增大C5，则低频也被衰减，也就是负反馈减少，那么总的反馈系数就增大，这样幅度就增大，增大到一定时候就变成矩形波。
用LM324芯片制作的电路，发现有明显的交越失真。
如果将振荡幅度降到最小，可以消除交越失真，振幅在100mV左右。
一十一．提高三极管的开关速度
如果一切都是理想的，那么开关速度多快都可以。
但是电感和电容在电路中无处不在，只是我们经常把它们忽略。
因为那些量通常相对于我们的低频电路中的大电感电容来说太小了，起不了什么作用。
对于对于高频电路，这些量导致的电路延时和信号变形，相对于我们要获得的电路性能已经不能忽略，因此对于高频电路，电路中元件的各种附加参数就必须考虑了，这就使得整个电路的建模变得非常复杂。
当频率非常高，如几百兆Hz以上时，电路的分布参数就必须考虑了，这时即使一根导线的电感电容参数也不可以忽略。
当然我们希望做出分布参数尽量小的元件，但是那样成本高，而且也只是很小，不可能完全没有。
因此在高频电路中，对于元件的性能的调整就非常必要，当然目前集成IC将越来越多的功能集成在一起，并且通过不断优化获得噪声小、更理想的模块。
高性能的IC价格是非常贵的，如一个运放，普通的可能几毛钱，但是高精度的可能就要几十元了。
有时候外围电路使用分立元件时，还是要清楚元件的性能，提高整个电路的性能。
在开关电路中，如果元件呈现阻性，那么开关速度多快都可以，但是元件的特性参数总是有电感和电容等。
那么我们必须对其进行补偿，使其看起来像电阻一样。
C1
由于三极管输入电容Ci的存在，上升和下降沿速度变慢。
加入C1
可以改善频率特性，上升下降时，电流不再通过R4（提供高频通路）。
C1太大，那就是补偿过度，会出现波形失真。
改为2000p就可以看到明显的失真。
C1太小，补偿不到位，那么上升沿时间比较长。
R4
基极电阻，对信号进行电流限制，也可以说是衰减。
如果Ib很小，那么对于Ci的充电时间变长，上升沿变长，因此要提高高频特性，就要尽量减少R4，可以将R4变成100和10k看上升下降的变化。
D1
D1是放电作用，采用肖特基二极管。
当关闭晶体管时，D1对Ci进行快速放电。
可以减少下降沿时间。
这也是IC内部经常采用的电路。
Ci
如果R4取得大一些，那么信号衰减大些，Ci两端的电压就小些，电压小，则输入电容（主要是Cbe）充的电荷数少，因此C1也应该取小些，如果R4=10k，C1应为71p，如果C1=150p时，可以看到明显的补偿过度（波形失真）。
Ci主要是Cbe引起的，几十到几百pF级别，Cbc一般比较小，但是当作为放大电路时，由于充电电流的放大作用，Cbc的充电电流是Cbe的Au倍，因此其等效的输入电容也很大。
对于射极跟随器来说，Ci可以近似看成是Cbe。
对于高频电路，应该尽量选用Ci和Co小的元件。
可以选用高频三极管。
或者将BJT换成FET管。
场效应管的频率特性比BJT好，对于特高频，我们要么选用高频IC，或者选用高频FET。
FET管的电路比BJT管要复杂些，这主要是因为其Vgs/Id特性曲线决定的。
1．JFET：
结型FET,是常通型，即Vgs没有电压时，Id为最大，当Vgs增大，电流减小。
这类似继电器的常闭触点。
2．MOSFET：
英文为金属氧化物半导体，也称绝缘栅型。
分耗尽型和增强型。
耗尽型：
预先建立通道，Vgs负很大时截止，Vgs正很大时饱和。
耗尽型经常用于放大信号。
因为交流信号会在正负电压间波动。
增强型：
也是常用型，电路与BJT相似。
Vgs为0时，电路DS不通。
JFET，D和S可以互换的，因为管为对称结构，中间为通道，两边为G极，G极一上电，就会夹紧通道，让电流减小。
MOSFET：
D和S的结构不一样，不能互换使用。
主要的三种FET管，JFET常通型、耗尽型MOSFET为半开型，增强MOSFET为常开路型。
晶体管根据应用场合的性能要求有很多变种：
低电压、高电压、低功率、大功率、高频型、低损耗型、带二极管型、达林顿组合管。
主要参数：
应用电压、工作电流、耗散功率、频率特性。
IGBT：
绝缘栅双极型三极管，MOS-BJT组合型，一般做大功率开关管。
BJT：
大驱动电流、低导通压降。
放大电路、恒流、恒压线性电源。
FET：
低驱动电流、高导通压降、高频率。
IGBT：
处于两者之间。
射极开路输出电路中，如果负载RL大，小功率，则高频时输出电容Co放电需要时间很久，那么就会产生负电压矩形波，RL=100k可以看到这种波形。
当RL=10k时，输出波形下降沿很大。
因此对于高频电路，下一级的输入阻抗不能太大。
C2，为Co提供泄流通路，可以接入C2后对比波形可以看到明显的改善。
修改C2可以看到补偿的不同波形。
C2的补偿让输出端看开关电路时，从容性变成了全阻性。
一十二．小功率线性稳压电源
C1为大的滤波电容，如果电源负载大（电流大），那么电容也应该大。
Q2、Q3组成达林顿管，Q3为大功率管，Q2为小管子。
Q1为主控管，电流的大小决定了Q3流过的电流大小，也就是输出电压大小，这里的控制原理是这样的：
根据负载的变化，Uo=RL*I,RL不变的话，直接调整电流I就调整了输出电压，如果负载是变化的，则需要通过反馈即时调整Q1的输出电流，从而即时调整Q3的输出电流，保证RL*I不变，从而达到稳压效果。
最小电压由D3压降和Q1的Vbe决定，如D3压降0.7V，Vbe=0.6V，那么最小输出电压为1.3V。
这里利用了三极管开启后Vbe就基本保持不变的特性（约等于一个PN结的正向压降）。
所谓线性电源，就是利用三极管的线性放大状态而做的电源，如7805/7815等稳压管也是利用三极管的线性放大状态做的输出调整管，基本原理是一样的。
由于三极管处于放大状态，其电流很大（为电源输出电流），而电压降也很大，因此其耗散功率（Pc=Ie*Vce）也很大，因此选用功率管时必须保证输出的功率要小于三极管的容许耗散功率Pc。
可见如果电压降越大，则功率管发热也很厉害，这就是为什么7805等稳压管有电压差限定的原因，这些管如果用于电压降比较大的稳压时，就必须加散热器。
线性稳压器都是降压型的，对于升压电源，必须采用开关电源（电感是关键）。
开关电源中的功率管是处于不管的开关状态，就是三极管的饱和导通和截止两个状态。
由于饱和导通压降低，因此耗散功率小，这就是开关电源比线性电源节能的地方。
但是开关频率大时，由于对于功率管的输入电容Ci（Cbe）和输出电容Co（Cce）的充放电电流也很大，因此开关频率与其功耗也成正比关系，因此对于开关电源的三极管，要选择频率特性好（也就是输入输出电容小，开关速度快）的三极管。
一十三．乘法倍频器
倍频器：
用于需要获得比已有信号频率更高频率的场合，一般是对振荡电路输出的正弦波、方波进行倍频，获得2、4、8倍的频率。
对于电脑中CPU的高频获得就是通过倍频器获得的，首先产生一个基本振荡频率，然后是进行倍频产生更高的频率，一般基频的频率不会很高，一般到100MHz以上就很高了，然后经过成倍的倍频，达到GHz级别。
分频器：
用于要获得比现有基本频率要低的频率的场合。
分频器可以用计数器获得。
不管是分频还是倍频，如果两个频率驱动的电路之间没有什么配合，那么就只是倍频就完事了，如果两个电路之间还要配合（具有准确的时序关系），那么就还要加入锁相环（PLL）电路，保证两个电路的同步（同相）。
倍频器可以利用乘法电路直接获得：
当然这只是一个简单的原理测试，如果要获得好的信号波形，还要进行附加电路处理，如波形变换、信号放大等。
Y=Asin（x）*sin（x）
这是一个三角函数，通过积化和差公式变成：
Y=1/2Acos（2x）
Y=cos（2x）=1-2sinx*sinx
Sinx的平方之后的波形，会变成正的电压，波形形状还是正弦波。
然后通过滤直流后就变成了cos（2x）波形。
振幅变成原来一半，频率变成原来两倍。
耦合电容C1起隔直流作用，将上式中的负号去掉，然后再进行一个乘法变成了：
Y=1/4Acos（4x）
这样就建立了一个4倍频的电路。
乘法集成芯片：
MC1496、AD834
乘法电路一般用来做信号调制解调用。
当然通常的倍频器采用锁相环和压控振荡器产生。
一十四．上升沿下降沿检测器
在示波器、或是时序同步电路中，要求能检测出信号变化的时刻。
如果是方波电路，那么上升下降沿就是高频信号，我们只要检出这个高频信号就可以，可以采用简单的RC滤波电路滤去低频，那么就可以获得信号突变时的信号。
如下图，是高通滤波电路，低频R是滤去低频的通路。
如果R和C调换，那么就是低通滤波电路，C就成了高频旁路。
检出的信号，就是一个短脉冲，可以送数字芯片处理，或者送后续的积分电路做控制信号用。
高通滤波器输入方波信号后产生的输出波形。
低通滤波器输入方波信号后产生的输出波形。
如果是正弦波等信号就不能直接通过滤波电路来获得触发信号。
因此必须进行信号变换，这里将信号的正负变化时刻的信号进行放大，然后驱动滤波器。
如采用运放比较器将正弦波变成方波。
如果仅仅需要检测上升沿或下降沿，那么获得的方波信号就是目标信号，但是如果要在上升沿和下降沿都触发其他电路做些什么。
那么就必须产生两个脉冲信号，在单片机中通过程序不断检测引脚的电平高低，是可以知道上升下降时刻的，但是那还是有延时的。
而对于很多IC来说仅仅在上升或下
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