数字基带传输系统的仿真实现 设计报告.docx

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数字基带传输系统的仿真实现设计报告

通信系统课程设计报告

数字基带传输系统的仿真实现

摘要

数字信号的基带传输是通信系统中的一个重要环节，对基带传输研究的意义在于现代通信系统中广义上的任一线性调制的频带传输系统均可等效为基带传输系统，即数字基带传输中本就包含了频带传输的一些基本问题。

同时，就数字基带传输自身而言，随着数字通信技术的发展也被越来越多的应用。

在基带传输理论学习过程中涉及到的信道编码、传输信道特性、接收滤波、抽样判决等环节存在较为抽象不易理解的问题，如果不经过实践环节，这些抽象的计算和变换难以较快的掌握。

MATLAB是一款功能强大的工程技术数值运算跨平台语言，利用它的通信工具箱和可视化仿真模型库Simulink可有效实现通信系统的仿真。

Simulink可对动态系统进行建模、仿真并对仿真结果进行分析，其可视化建模的特点尤其适合于通信系统仿真等工作。

关键词：

Simulink；眼图；数字基带传输系统

前言

随着通信系统的规模和复杂度不断增加，统的设计方法已经不能适应发展传的需要，通信系统的模拟仿真技术越来越受到重视。

传统的通信仿真技术主要分为手工分析与电路试验2种，但耗时长方法比较繁杂，而通信系统的计算机模拟仿真技术是介于上述2种方法的一种系统设计方法，它可以让用户在很短的时间内建立整个通信系统模型，并对其进行模拟仿真

。

数字信号的传输方式按其在传输中对应的信号的不同可分为数字基带传输系统和数字频带传输系统。

不使用调制和解调而直接传输数字基带信号的系统称为数字基带传输系统。

虽然在实际使用的数字通信系统中基带传输不如频带传输那样广泛，但是，对于基带传输系统的研究仍然是十分有意义的。

1）在频带传输制式里同样存在基带传输的问题（如码间干扰等），因为信道的含义是相对的，若把调制解调器包括在信道中（如广义信道），则频带传输就变成了基带传输。

可以说基带传输是频带传输的基础。

2）随着数字通信技术的发展，基带传输这种方式也有迅速发展的趋势。

目前,它不仅用于低速数据传输,而且还用于高速数据传输。

3）理论上也可以证明，任何一个采用线性调制的频带传输系统，总是可以由一个等效的基带传输系统所替代。

对数字基带传输系统的仿真而言。

仿真工具是MATLAB中的simulink模块对其仿真。

特点是将数值分析、矩阵计算、图形、图像处理和仿真等诸多强大功能集成在一个极易使用的交互式环境中伪科学研究、工程设计以及必须进行有效数值计算的众多学科提供了一种高效率的华仿真工具。

运用MATLAB中的simulink可以对数字基带传输系统进行较为全面地研究。

目录

第1章数字基带传输系统的简介1

1.1概述1

1.2数字基带系统的简介1

1.2.1数字基带信号的基本要求1

1.2.2常用的基带传输信号2

1.2.3数字基带传输系统4

第2章基带传输系统的特性6

2.1基带传输的基本方案和原理6

2.1.1基带传输的基本方案6

2.1.2基带传输的基本原理6

2.2基带传输的功率谱分析6

2.3基带传输系统设计中的误码8

2.3.1产生误码的原因8

2.3.2解决误码的方法8

第3章基带传输系统的设计及仿真9

3.1基带传输系统的设计9

3.1.1信源的设计9

3.1.2发送滤波器和接收滤波器、信道的设计10

3.1.3脉冲生成器的设计10

3.1.4基带传输系统的总体设计11

3.2基带传输系统的仿真12

参考文献14

总结15

致谢16

第1章数字基带传输系统的简介

1.1概述

在数字传输系统中其传输的对象通常是二进制数字信号,它可能是来自计算机、电传打字机或其它数字设备的各种数字脉冲,也可能是来自数字电话终端的脉冲编码调制（PCM）信号

。

这些二进制数字信号的频带范围通常从直流和低频开始直到某一频率,我们称这种信号为数字基带信号。

在某些有线信道中特别是在传输距离不太远的情况下,数字基带信号可以不经过调制和解调过程在信道中直接传送,这种不使用调制和解调设备而直接传输基带信号的通信系统,我们称它为基带传输系统。

而在另外一些信道,特别是无线信道和光信道中,数字基带信号则必须经过调制过程,将信号频谱搬移到高频处才能在信道中传输,相应地在接收端必须经过解调过程才能恢复数字基带信号。

我们把这种包括了调制和解调过程的传输系统称为数字载波传输系统。

数字基带传输系统的模型主要包括码型变换器、发送滤波器、信道、接收滤波器、均衡器和取样判决器等部分

。

1.2数字基带系统的简介

1.2.1数字基带信号的基本要求

不同形式的数字基带信号（又称为码型），具有不同的频谱结构。

为适应信道的传输特性及接收端再生、恢复数字基带信号的需要，必须合理地设计数字基带信号，即选择合适的信号码型。

适合于在有线信道中传输的数字基带信号形式称为线路传输码型。

一般来说选择数字基带信号码型时，应遵循以下基本原则

。

（1）数字基带信号应不含有直流分量，且低频及高频分量也应尽量的少。

在基带传输系统中往往存在着隔直电容及耦合变压器，不利于直流及低频分量的传输。

此外，高频分量的衰减随传输距离的增加会快速地增大；另一方面，过多的高频分量还会引起话路之间的串扰，因此希望数字基带信号中的高频分量也要尽量的少。



（2）数字基带信号中应含有足够大的定时信息分量。

基带传输系统在接收端进行取样、判决、再生原始数字基带信号时，必须有取样定时脉冲。

一般来说这种定时脉冲信号是从数字基带信号中直接提取的。

这就要求数字基带信号中含有经过简单处理后含有定时脉冲信号的线谱分量，以便同步电路提取。

（3）基带传输的信号码型应对任何信源具有透明性，即与信源的统计特性无关。

这一点也是为了便于定时信息的提取而提出的。

信源的编码序列中，有时候会出现长时间连“0”的情况，这使接收端在较长的时间段内无信号，因而同步提取电路无法工作。

为避免出现这种现象，基带传输码型必须保证在任何情况下都能使序列中“1”和“0”出现的概率基本相同，且不出现长连“1”或“0”的情况。

当然，这要通过码型变换过程来实现。

码型变换实际上是把数字信息用电脉冲信号重新表示的过程。

此外，选择的基带传输信号码型还应有利于提高系统的传输效率，具有较强的抗噪声和码间串扰的能力及自检能力。

实际系统中常常根据通信距离和传输方式等不同的要求，选择合适的基带码型。

1.2.2常用的基带传输信号

为满足基带传输系统的特性要求，必须选择合适的传输码型。

基带传输系统中常用的线路传输型码主要有：

传号交替反转码---AMI码、三阶高密度双极性码---HDB3码、分相码---Manchester码、传号反转码---CMI码以及4B3T码等

。

（1）传号交替反转码---AMI码

AMIAlternateMarkInversion码又称为平衡对称码。

这种码的编码规则是把码元序列中的“1”码变为极性交替变化的传输码1、-1、1、-1、…，而码元序列中的“0”码保持不变。

例如码元序列为10011010111100，AMI码为100-110-101-11-100，由AMI码的编码规则可以看出由于1和-1各占一半，因此，这种码中无直流分量，且其低频和高频分量也较少，信号的能量主要集中在2Tf处，其中Tf为码元速率。

此外，AMI码编码过程中，将一个二进制符号变成了一个三进制符号，即这种码脉冲有三种电平，因此我们把这种码称为伪三电平码，也称为1B/1T码型。

AMI码除了上述特点外，还有编译码电路简单及便于观察误码情况等优点。

但是AMI码有一个重要的缺陷，就是当码元序列中出现长连“0”时，会造成提取定时信号的困难，因而实际系统中常采用AMI码的改进型HDB3码。

（2）三阶高密度双极性码---HDB3码

HDB3（HighDensityBipolar3）是三阶高密度双极性码，它是为了克服传输波形中出现长连“0”码情况而设计的AMI码的改进型。

HDB3码的编码规则是1把码元序列进行AMI编码，然后去检查AMI码中连0的个数，如果没有四个以上（包括四个）连0串时，则这时的AMI码就是HDB3码;如果出现四个以上连0串时则将每4个连0小段的第4个0变成与其前一个非0码1或-1相同的码。

显然,这个码破坏了“极性交替反转”的规则,因而称其为破坏码,用符号V表示。

为了使附加V码后的序列中仍不含直流分量,必须保证相邻的V码极性交替,当相邻的V码之间有奇数个非0码时,是能得到保证的,但当相邻的V码之间有偶数个非0码时,则得不到保证。

这时再将该连0小段中的第1个0变成B或-B,B的极性与其前一个非0码相反,并让后面的非零码从V码后开始再极性交替变化。

例如：

码元序列为1000010100001000011

AMI码为10000-1010000–100001–1

HDB3码为1000V-101-B00-V1000V-11

虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。

从编码过程中可以看出，每一个V码总是与其前一个非0码，包括B码在内，因此从收到的码序列中可以很容易地找到破坏点V码。

于是可断定V码及其前3个码都为0码再将所有的-1变为1后，便可恢复原始信息代码。

HDB3码的特点是明显的，它既保留AMI码无直流分量，便于直接传输的优点，又克服了长连0串，连0的个数最多3个的出现。

HDB3码的频谱中既消除了直流和甚低频分量同，又消除了方波中的高频分量，非常适合基带传输系统的特性要求。

因此，HDB3码是目前实际系统中应用最广泛的码型。

虽然HDB3码比AMI码的性能更好，但它仍属于1B/1T码型。

（3）传号反转码---CMI

CMI码称为传号反转码。

在CMI码中“1”码传号交替地用正、负电平脉冲来表示，而“0”码则用固定相位的一个周期方波表示，CMI码和曼彻斯特码相似，不含有直流分量，且易于提取同步信号。

CMI码的另一个特点是具有一定的误码检测能力。

这是因为，CMI码中的“1”码相当于用交替的“00”和“11”两位码组表示，而“0”码则固定地用“01”码组表示。

正常情况下，序列中不会出现“10”码组，且“00”和“11”码组连续出现的情况也不会发生，这种相关性可以用来检测因干扰而产生的部分错码。

根据原CCITT的建议，CMI码可用作脉冲编码调制四次群的接口码型以及速率低于8448kb/s的光纤数字传输系统中的线路传输码型。

此外，CMI码和曼彻斯特码一样都是将一位二进制码用一组两位二进制码表示。

因此称其为1B2B码。

（4）4B/3T码

4B/3T码是1B/1T码的改进型，它把4个二进制码元变换为3个三进制码元。

显然，在相同信息速率的条件下，4B/3T码的码元传输速率要比1B/1T码的低，因而提高了系统的传输效率。

4B/3T码的变换过程中需要同步信号，变换电路比较复杂，故一般较少采用。

（5）曼彻斯特---Manchester码

曼彻斯特码又称数字双相码或分相码，曼彻斯特码用一个周期的方波来代表码元“1”，而用它的反相波形来代表码元“0”。

这种码在每个码元的中心部位都发生电平跳变，因此有利于定时同步信号的提取，而且定时分量的大小不受信源统计特性的影响。

曼彻斯特码中，由于正负脉冲各占一半，因此无直流分量，但这种码占用的频带增加了一倍。

曼彻斯特码适合在较短距离的同轴电缆信道上传输。

在本通信系统综合训练中就采用曼彻斯特码作为传输信号。

1.2.3数字基带传输系统

基带传输包含着数字通信技术的许多问题，频带传输是基带信号调制后再传输的，因此频带传输也存在基带问题。

基带传输的许多问题，频带传输同样须考虑。

如果把调制与解调过程看作是广义信道的一部分，则任何数字传输系统均可等效为基带传输系统。

理论上还可证明，任何一个采用线性调制的频带传输系统，总是可以由一个等效的基带传输系统来代替

。

数字基带系统的基本结构如图1.1所示：

图1.1数字基带系统的基本结构

（1）信道信号形成器：

信道信号形成器的作用就是把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。

（2）滤波器：

基带系统设计的核心问题是滤波器的选取，为了使系统冲激响应h（t）拖尾收敛速度加快，减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性；要得到最大输出信噪比，就要使接收滤波器特性与其输入信号的频谱共扼匹配

，同时系统函数满，H（ω）=GT（ω）GR（ω）考虑在t0时刻取样，上述方程改写为

，于是有

，因此，在构造最佳基带传输系统时要使用平方根升余弦滤波器作为滤波器。

（2）

（3）传输信道：

信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。

信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。

因此本次系统仿真采用高斯白噪声信道。

（3）

（4）抽样判决器：

抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。

抽样判决关键在于判决门限的确定，由于本次设计采用双极性码，故判决门限为0。

（1）

（5）自同步法的同步提取电路：

自同步法的同步提取电路有两部分组成，包括非线型变换处理电路和窄带滤波器或锁相环。

非线型变换处理电路的作用是使接收信号或解调后的数字基带信号经过非线型变换处理电路后含有位同步分量或位同步信息。

窄带滤波器或锁相环的作用是滤除噪声和其他频谱分量，提取纯净的位同步信号。

第2章基带传输系统的特性

2.1基带传输的基本方案和原理

2.1.1基带传输的基本方案

常见的基带信号波形有：

单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双极性归零波形。

双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。

而单极性波形的极性单一，且直流分量大，要求传输线路具有直流传输能力，不利于信道传输。

归零信号的占空比小于1，即：

电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平，这样的波形有利于同步脉冲的提取

。

  因此在本设计中采用双极性归零码

（1）（曼彻斯特码）作为基带信号。

2.1.2基带传输的基本原理

信号电压在一个码元持续时间内回到0值，及在双极性码的基础上，所有码电位在当个码元持续时间内跳变到0电位，通常跳变时间在码元持续时间的一半。

信源是不经过调制解调的数字基带信号，信源在发送端经过发送滤波器形成适合信道传输的码型，经过含有加性噪声的有线信道后，在接收端通过接收滤波器的滤波去噪，由抽样判决器进一步去噪恢复基带信号，从而完成基带信号的传输。

2.2基带传输的功率谱分析

在通信中，除测试信号外，数字基带信号通常都是随机脉冲序列。

因为若在数字通信系统所传输的数字序列不是随机的，而是确知的，则消息就不携带任何信息，通信就失去意义。

研究随机脉冲序列的频谱，要从统计分析的角度出发，研究它的功率谱密度。

现在假设序列中任一码元序列时间Ts内g1（t）和g2（t）出现的概率分别为P，1－P，且认为它们的出现是互不依赖的（统计独立），则该序列s（t）可写成：

（2-1）

其中

由于

，故当T→

时，

将变成

于是，

的功率密度谱Ps（w）最后表示为

（2-2）

式2-2是双边的功率谱密度表示式。

如果写成单边的，则有

（2-3）

其中

、

分别为g1（t）、g2（t）的傅立叶变换,

。

从公式2-3可以得出如下结论：

（1）随机脉冲序列功率谱包括两部分：

连续谱和离散。

（2）当g1（t）和g2（t）、p、Ts给定后，随机脉冲序列功率谱就确定了。

（3）根据连续谱可以确定随机序列的宽度；根据离散谱可以确定随机序列是否包含直流成分（m=0）及定时信号（m=1）。

连续谱总存在，而离散谱视情况而定。

对于单极性波形：

若假设g1（t）=0,g2（t）=g（t）随机脉冲序列的功率谱密度（双边）为

（2-4）

式中，

是

的频谱函数。

当

，且

为矩形脉冲，即

则（3-4）式将变成

（2-5）

可知有连续谱和直流分量。

对于双极性波形：

若假设g1（t）=－g2（t）=g（t），则有

（2-6）

同理，当

，且

为矩形脉冲，式（2-6）将变成

（2-7）

由以上分析可以看出，随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：

连续谱

和离散谱

。

对于连续谱而言，代表数字信息的g1（t）和g2（t）不能完全相同，故

，因而

总是存在的；对于离散谱来说，在一般情况下，它也总是存在的。

但我们容易观察到，若g1（t）和g2（t）是双极性的脉冲，且波形出现概率相同，则式（2-3）中的第二、第三项为零，故此时没有离散谱。

分析数字信号的脉冲序列码的功率谱可以知道信号功率的分布，根据主要功率集中在哪个频段，可以确定信号带宽，进而考虑信道带宽和传输网络（滤波器、均衡器）的传输特性。

同时利用它的离散谱是否存在这个特点，可以明确能否从脉冲序列中直接提取所需的离散分量和采取怎样的方法可以从序列中获得所需的离散分量，以便在接收端用这些成分作位同步定时等

。

2.3基带传输系统设计中的误码

2.3.1产生误码的原因

 基带传输中的误码将造成基带系统传输误码率的提升，影响基带系统工作性能。

误码是由接收端抽样判决器的错误判决造成的，造成错误判决的原因主要有两个：

码间串扰和信道加性噪声的影响。

码间串扰是由于系统传输总特性（包括收发滤波器和信道特性）不理想，导致前后码元的波形畸变、展宽，并使前面波形出现很长的拖尾，蔓延到当前码元的抽样时刻上，从而对当前码元的判决造成干扰。

接收端能否正确恢复信息，在于能否有效地抑制噪声和减小码间串扰。

2.3.2解决误码的方法

（1）码间串扰的解决方法

解决码间串扰的方法是要求基带系统的传输函数H（W）应具有理想低通特性和具有余弦滚降特性，理想低通特性应满足奈奎斯特第一准则：

（2-8）

若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。

（2）信道加性噪声的解决方法

解决信道加性噪声的方法有两个办法：

一是在接收端进行抽样判决；二是

匹配滤波，使得系统输出信噪比最大。

第3章基带传输系统的设计及仿真

3.1基带传输系统的设计

3.1.1信源的设计

 在输入端，要把二进制单极性码转化为双极性不规零码，即曼彻斯特码。

编码方法是将二级制码“1”编成“10"，将“0”码编成“01”，在这里由于采用了二进制双极性不规零码，则将“1”编成“+1-1”码，而将“0”码编成“-1+1”码。

采用SIMULINK中的BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）、PulseGenerator（脉冲生成器）、Constant（常数源模块）、Product（乘法器）、Switch（开关电路）构成曼彻斯特码的生成电路。

模型连接方法如图3.1所示：

图3.1信源的设计模块

模块参数设置：

bernoullibinarygenerator（不归零二进制码生成器）的Prpbabilityofazero（零码概率）设为0.5，sampletime（采样时间）设为0.001，pulsegenerator（脉冲生成器）的pulsewidth（脉冲宽度）设为1，占空比为1／2，Attitude（幅度）设为1，phasedelay（相位延迟）设为0，表示不经过延迟，switch（开关电路）的threshold（门限）设为0.5。

constant（常数源输出）设置为1，输出常数1，设置为-1，输出-1。

Switch模块中3个输入分别接如图3.1所示的3个信号，当输入的第2个信号（二进制码）大于switch的门限值0.5时，输出为1，当输入的第2个信号（二进制码）小于switch的门限值0.5时，输出为0。

此时，单极性不归零码经过switch电路后成为双极性不归零码（+1-1+1…），pulsegenerator用于产生占空比为1／2的单极性归零脉冲（10），经过switch开关电路后成为双极性归零脉冲（+1-1），两路双极性信号成为乘法器product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的1码与第2路（+1-1）码相乘得到（+1-1），第1路-1码与第2路（+1-1）码相乘得到（-1+1）码，这就是曼彻斯特码。

3.1.2发送滤波器和接收滤波器、信道的设计

为了减小码间干扰，在最大输出信噪比时刻输出信号，减小噪声干扰，传输模块由DiscreteFilter（根升余弦传输滤波器）、AWGNChannel（高斯信道）、DiscreteFilter（根升余弦接收滤波器）模块组成，其设计框图如图3.2所示：

图3.2传输的设计模块

模块参数设置：

SqIlarerootRaisedCosineFilter（根升余弦滤波器）的attitude（幅值）设为1，Period（周期）设为0.5，pulsewidth（脉冲宽度）设为50％，Phasedelay（相位延迟）设为0。

AWGNChannel（高斯信道）的Initialseed（起始速度）设为67，mode（模式）设为Eb／No（信噪比），Eb／No设为100，Numberofbitspersymbor（每秒比特数）设为1，Imputsymbolpower（输入功率）设为1，Symbolperiod（信号周期）为1。

发送端根升余弦传输滤波器用于对输入信号滤波成型，高斯信道中含有高斯白噪声，满足基带系统信道特征，接收端根升余弦接收滤波器用于匹配滤波，得到最大输出信噪比。

3.1.3抽样判决电路的设计

利用PulseGeneratorl1（脉冲生成器1）、Product1（乘法器1）、Relay（滞环比较器）、TriggeredSubsystem（触发器）构成抽样判决电路，并通过PulseGeneratorl2（脉冲生成器2）、Relay1（滞环比较器1）、Product1（乘法器1）模块对接收到的曼彻斯特码进行解码，其抽样判决电路及极性转换电路如图3.3所示：

图3.3脉冲生成器的设计模块

模块参数设置：

Switch的判决门限设为0，Pulsegeneratorl的占空比为1/2，相位延迟为0。

　　输入信号经Switch2被抽样判决，当信号大于0时输出为1，当信号小于0时输出为-1，PulseGeneratorl（脉冲生成器）的输出信号（101010…）作为第2路信号与第1路Switch2输出信号相乘，结果是：

第1路为（+1-1）时与第2路（10）相乘得到（+10），第1路为（-1+1）时与第2路（10）相乘得到（-10），完成对曼彻斯特码的解码。

　　解码后的信号是占空比为50％的双极性归零码，经IntegerDelay（整数延迟）将占空比转换为100％，成为归零码，再经过switch3（开关电路）将双极性码转换成单极性码，得到与信源相同的码型。

ErrorRateCalculation

3.1.4基带传输系统的总体设计

基带传输系统的总体设计模块如图3.4所示：

图3.4基带传输系统的总体设计模块

3.2基带传输系统的仿真

Scope（示波器）的波形图如图3.5所示：

图3.5曼切斯特码的波形图

第一行波形是信源输入的单极性码元，，第二行波形是