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雷达发射机基础知识概述
第4章发 射 机
Ｔ. A.Weil
4.1引言
发射机是脉冲雷达系统的一个组成部分
图４．1示出典型的脉冲雷达系统框图。
在这些方框中,公共媒体一般只标注天线和显示器，其余部分则成为“幕后英雄”。
这些不被媒体看重的部分对雷达系统同等重要,而且从设计角度而言也同样有趣。
图4．１典型雷达系统框图
发射机在雷达系统的成本、体积、重量、设计投入等方面占有非常大的比重,也是对系统电源能量以及维护要求最多的部分。
它通常是竖在雷达设备间角落里的大机柜，嗡嗡叫着，身上挂着“高压危险”的牌子，所以人们都宁愿远离它。
其内部结构奇特,更像一个酿酒厂,而不是电脑或电视。
本章试图解释雷达发射机为何如此,希望给读者展示一个不神秘的雷达发射系统。
为何如此大的功率
发射机体积大,重量重，成本高、消耗功率大,原因是它需产生大功率射频输出,而这种要求来自雷达系统设计的综合考虑。
搜索雷达作用距离的4次方与平均射频功率、天线孔径面积（确定天线增益）、扫描需要覆盖立体角的时间（限制了每个方向上收集信号及为提高信噪比而积累信号的时间长短）成正比，即
（4．1）
探测距离随功率的4次方根变化是因为，输出的发射功率密度与返回的目标回波能量密度随其经过距离的平方而衰减。
用提高发射机功率的方法增大雷达作用距离需付出大的代价：
功率需要提高1６倍才能使探测距离增加一倍。
反之，降低距离要求可显著地减少系统成本。
功率孔径积是衡量雷达性能的基本参数。
这个参数如此重要,以至于在第一阶段限制战略武器条约中被专门提到，并作为限制反弹道导弹（ABM）雷达性能的基础。
接收机灵敏度未在式（4.1）中出现,这是由于热噪声对接收机的灵敏度有明确的限制,在这个简单距离方程中，默认接收机总是工作在最高的灵敏度状态。
平均发射功率仅仅是雷达距离方程中的一个因子。
而且成本又很高，为何还要求如此之高的功率？
用减小功率但增加天线孔径或扫描时间的办法来补偿是否为较好的办法?
回答是天线孔径增加使成本增加得更快。
这是因为天线的重量、结构的复杂程度、尺寸误差以及对底座的要求都随着天线孔径的增加而迅速增加。
公式中另一个因子——扫描时间由一些确定系统工作的要求决定。
例如,每4ｓ观测一次1００ｍile内的所有飞机,以便及时发现目标航线的改变；所以扫描时间一般是不可变的（这些也许可以解释为什么要讨论雷达的“功率孔径积”,而不是它的“功率孔径扫描时间积”）。
在雷达系统中使用一部巨大、昂贵的天线配接小功率、便宜的发射机显然是不合情理的,反之亦然。
因为将弱小的部分加倍,可使巨大的部分减小一半,从而显著减小系统成本。
因此,系统总成本最小化要求合理地平衡这两个子系统的成本。
其结果是对任何复杂的雷达系统，系统设计师总是要求大的发射机功率。
当系统的设计是基于存在远距离人为干扰（Stａndoｆfjamｍｅr）（而非仅仅存在热噪声）的距离覆盖要求时，也会导致同样的结果。
对探测携带自卫干扰机的目标，距离方程变为
（４.2）
式中,Pr和Ar为雷达的发射功率与孔径；Pｊ和Ａｊ为干扰机的功率及孔径。
结论与前述十分相似：
功率与天线孔径依然是决定性因子,均衡的系统设计再次引出大的发射机功率。
无可争辩的结论是,“前端瓦特数才是算数的”。
期望获得最佳的雷达工作性能多半意味着天线尺寸和发射功率二者都被推到可以忍受的极限。
迫使发射机按其最大可获得功率设计往往导致研制时间、开发经费出现问题和其他风险。
这种情况在采用新型射频发射管时尤为突出,例如,AN/FPN—10 L波段雷达研制计划被迫中断,是由于供应商未能使磁控管在大占空系数范围内足够稳定；在使用内部真空腔而不是外部真空腔的大功率速调管的第二只管子（备份管）的合同履行前,弹道导弹早期预警系统（BＭＥＷＳ）的研制也面临过同样的危险[1]。
即使是“成功”的射频管开发工作也可能因为打火率临界、冷却设计（导致可靠性问题）、过份的维护和后勤经费问题以及用户的不愉快等因素而终止。
迫使射频管开发超出（或无意地超过）当前技术水平面临的风险，特别是当期望达到的功率超过单管的能力时，使用多个射频发射管进行功率合成的想法变得十分有吸引力。
这原来是一种将在后面（4.5节）讨论的十分实用的方法。
因为单个固态射频器件与单个真空管相比，只能承受很小的功率,所以,能功率合成、易实现、可靠性高是固态发射机实用化的原因。
无疑，将一些射频管组合以获得需要的大功率电平，增加了发射机的复杂程度,但另一方面，组合大量射频器件（在固态发射机中常这样做）会带来一些如第5章中所讨论的故障软化以及可靠性高的优点。
ﻬ为何采用脉冲方式
如果同广播电台那样,只用连续波发射方式可以大大简化雷达发射机并降低成本。
产生大功率射频脉冲导致非常高的工作电压（直流和射频）问题、能量存储问题、大功率开关器件问题。
有些射频器件如C类放大器（真空管或固态器件）是自脉动（Seｌｆ－ｐｕlsｉｎg）工作方式,仅在射频驱动时吸收电流,但是大多数微波管需要采用不同类型的调制器（4.8节），使其不致浪费功率,并在脉冲之间的接收期间不产生噪声。
采用脉冲方式工作基本上是因为，当用户说话时很难听到别的声音（会议中并不是每一个人都了解这一点）。
在雷达系统中,如果发射机连续处于导通状态,则发射机连续发射的信号对试图接收来自远距离目标微弱回波的接收机的干扰是一个难以解决的问题。
连续波雷达用分立的发射和接收天线隔离收、发信号。
当天线不能分开足够的距离以使发射机至接收机的泄漏低于接收机的噪声电平时（例如两个天线不得不装在同一个车辆上），可采用馈通消除（Fｅｅdtｈrougｈnulliｎｇ）技术，即在接收机输入端用负反馈抵消发射载波的方法,减小发射泄漏信号对接收机的影响。
由于载波附近存在载有目标多普勒信息的信号,反馈回路的选择性要求较高以便仅仅消除载波。
因此,对连续波雷达灵敏度的基本限制是,对泄漏到接收机的发射机噪声边带（由发射不稳定引起）设置了一个极限，低于该极限的小动目标信号不能被发现;连续波雷达的最大探测能力往往受此因素限制。
图4.2收发开关：
（a）气体放电管收发开关；
（b）铁氧体环流器收发开关
纯连续波雷达用多普勒频偏发现运动目标，但得不到距离信息。
一般解决这个问题的方法是采用FM-CW（调频-连续波）系统，即发射扫频信号（通常随时间线性变化），并对接收信号进行适当处理以一并提取距离和多普勒信息［2];回波的频率确定发射信号在多长时间前发射，从而确定目标距离。
这种雷达的一个基本限制是远距离、小目标信号混杂在近距离强杂波中，因此需要极好的杂波对消，这又会受到发射机不稳定的限制（产生噪声副瓣）,即强近距杂波等效为更多的发射机泄漏信号进入接收机。
在脉冲雷达系统中，近距和远距信号在不同的时间返回，可使用灵敏度时间控制（ＳＴC）调整接收机的灵敏度。
注意,同时接收来自多个距离上的信号的高重复频率脉冲多普勒系统存在与连续波雷达一样的问题,故远程脉冲雷达系统极少使用连续脉冲多普勒波形。
但宽的不模糊多普勒覆盖的多数优点可用称做脉组（Burst）方式的折中波形获得,即发射有限组高重复频率脉冲，脉组持续时间足够短，以避免远距回波与近距杂波回波发生竞争。
连续波雷达的另一个缺点是需要两个天线,与把全部孔径区域组合为一个天线并用于发射和接收相比，实际上使距离方程参数有3 dB的损失。
脉冲雷达正是把全部孔径用在一部天线上；它通过使用收发开关使发射机和接收机共用一个天线[2],如图４.2所示。
气体放电管收发开关（如图４.２（ａ）所示）实际上是一段充有低击穿电压气体的传输线,它用发射的大功率信号使充气的收发“管”启辉,将发射信号引向天线。
收发管在发射脉冲后快速恢复（消电离），便允许将天线来的信号导向接收机。
用图中的限幅器来防止发射期间通过收发管的泄漏功率损坏接收机；限幅器也用于防止接收邻近雷达发射信号，这些信号强度不足以使收发管启辉，但大到足够损坏接收机。
铁氧体收发开关（如图４．2（b）所示）使用铁氧体环流器［3]替代收发管,把发射功率送到天线并将天线接收到的信号传到接收机。
但是，对这种器件发射期间由天线电压驻波比（ＶSＷR）导致的反射功率亦直接送入接收机,故仍然需要收发管和限幅器，以便于在发射期间保护接收机。
无论是哪种情况，在脉冲雷达系统中用收发开关达到收发共用一副天线的目的。
4．２ 磁控管发射机
历史上，第二次世界大战期间磁控管的发明使脉冲雷达得以实用，早期的雷达系统确实是围绕着磁控管所能实现的功能来制造的。
例如5Ｊ26，用于搜索雷达超过4０年。
它工作于Ｌ波段，在１250～１３５０ＭHz范围内可机械调谐。
当脉冲宽度为1μｓ，重复频率每秒1０00个脉冲（ｐpｓ）,或2μs,500pｐs时,其典型峰值功率为500kＷ。
无论何种情况，占空比均为０．001，并提供500 W平均射频功率。
其４0%的效率是磁控管的典型值。
1~2μs的脉冲宽度提供1５0～30０ｍ的距离分辨力,对磁控管也很“方便”,它简单地振荡于其机械空腔的谐振频率上，但与宽脉冲宽度的窄信号带宽相比，易于出现不可接受的频率稳定性问题。
磁控管发射机在文献中有详细的描述［2]。
它能很容易地提供高峰值功率,体积小，既简单，又便宜。
脉冲磁控管的变化范围从1ｉn3,1ｋW峰值功率的信标磁控管到数兆瓦峰值功率和数千瓦平均功率,制造过高达25kＷ的连续波磁控管，以用于工业加热。
所有的商用航海雷达都使用磁控管。
磁控管发射机广泛用于动目标显示（ＭTI）工作,在典型情况下可得到３0～40 dB杂波对消。
很了不起的是,磁控管对MTＩ工作居然有足够的稳定性，如果考虑到脉间自激磁控管的频率变化必须小于0．000０2%。
在每个脉冲磁控管开始振荡时,起始射频相位是任意的,所以必须使用锁相相参振荡器［４]或等效器件（测量发射相位，在接收信号处理时校正）。
高压电源（HVPS）和脉冲调制器必须为磁控管提供非常稳定（可重复）的脉冲,保证不影响ＭTI性能。
由环境震动引起的磁控管频率颤噪调制在一定条件下是一个限制因素。
自动频率控制（AFC）电路一般在磁控管受环境温度变化和自加热引起频率慢漂移时,用于保持接收机调谐到发射机。
在调谐机构精度限制范围内，自动频率控制可用于磁控管，能够使它保持在一个设定的频率上工作。
局限性
尽管它们具有多种能力，磁控管不适用于以下几种情况。
（１）需要对频率进行精确控制，而要求的精度在考虑到齿轮间隙、热漂移、频推和频牵等因素后，超过磁控管调谐所能达到的程度;
（2）需要精确的频率跳变,或在脉间或脉组内的频率跳变;
（3）需要极高的频率稳定度。
磁控管的稳定性不适于输出宽脉冲（如１00μｓ），起始抖动又限制它们在极窄脉冲中的应用（如０.1μs）,这个弱点在大功率时和低频段尤为突出;
（4）需要脉间相参以进行二次跨周期杂波对消。
注入锁相已被试用，但它需要较大的功率以至没有吸引力。
同样，对磁控管的功率输出进行合成也并不诱人；
（5）要求编码或成形脉冲,磁控管仅仅只有几个分贝的脉冲成形范围,而且频率推移效应也使它得不到期望的好处；
（6）要求最低可能的杂散功率电平。
磁控管不能提供很纯净的频谱，而是在比其信号带宽宽得多的带宽内产生相当可观的电磁干扰（EMＩ）（同轴线磁控管稍好一些）;
磁控管特性
在磁控管适用的场合,其工作特性与早期比较有相当大的改善。
调谐器
大功率磁控管的机械调谐范围一般为频率的5%～1０%，在某些情况下可达25%。
旋转调谐
在１9６０年左右研制出旋转调谐（自旋调谐）的磁控管[５][6]。
阳极腔体上悬挂了一个带槽孔的盘（如图4.３所示）,当它旋转时就交替地给空腔加上感性或容性的负载，以升高或降低频率。
当盘旋转一周时，频率在整个带宽内来回变化的次数等于沿围绕阳极的腔体的数目,所以能够实现快速调谐。
调谐盘用轴承支撑在真空中（最初是为旋转阳极X射线管研制的），并通过磁耦合到外部的轴上。
如转速为１800r/ｍin,管子有1０个腔体，则可在带宽内每秒调谐300次。
若调制器的PＲF不同步于调谐速率，则发射的频率将在脉间按某一规律变化，其变化频率为PRF与调谐速率之差。
快速改变调制器的ＰＲF或马达转速，能得到不规则的（伪随机）频率跳变。
接收机本振的初始跟踪信息从一个与调谐盘装在同一轴上,通常为电容性的内部转换器得到。
图4.3 磁控管的旋转调谐
旋转调谐器的使用除高成本、大重量外，还带来一些弊病：
由于旋转盘不易冷却,管子的平均功率输出小于采用一般调谐的磁控管。
不能保证精确的带边调谐。
因为每个调谐周期都覆盖了整个调谐范围,又不允许指定带宽以外的运用，调谐范围容限只能由带宽承担。
用于MＴI（此时调谐停止）时，稳定度逊于其他的调节方式。
稳频磁控管
最普通的稳频磁控管是同轴磁控管，用一个高Q的环形腔和内圆筒中的阳极翼片紧密耦合,如图4.４所示。
在较高的频率（Ｘ波段以上），将阴阳极反过来的反同轴磁控管更适用（如图４.5所示），因为这时腔体非常小，无法按正常的结构摆放阴极和阳极。
以上技术[5］[7］[8]可使频推和频牵（在本节后面定义）稳定度提高3～１0倍。
这在射频率时（Ｘ和K波段）特别重要,因为这时频推和频牵的影响与典型的脉宽所占的带宽相比更显著；这时的高Q谐振腔的尺寸不会太大,稳频是最现实的办法。
由于脉内和脉间的频率稳定度提高，其ＭTＩ性能胜过普通磁控管，但这种优点不一定能实现，除非每个脉冲前沿的抖动和噪声都很低。
在不同类型的稳频磁控管中，这些特性差异很大。
图4.4 同轴磁控管（引自参考资料8） 图4.5反同轴磁控管:
（ａ）简化的截面图；
（b）简化的结构示意图
常见问题
磁控管使用时的传统问题仍然存在，但人们对它们已有了更好的理解，并能加以控制。
最常见的问题如下。
（1）打火。
特别是当磁控管启动时,在一小部分脉冲期间阴阳极间打火是正常的。
在跳模或熄灭时也有这种现象。
调制器必须能短期允许这种现象而不致跳闸,并在打火后能提供正常输出。
（２）跳模。
如其他可能模式的振荡条件很接近于正常模式电流电平,就很难稳定工作。
按希望的模式起动要求磁控管阴极电压上升率处于由管子起动时间和邻近模靠近程度所决定的范围内，上升过快会导致起动失败。
由于起动时间约等于4QL/f0（其中QL是有载的Ｑ值）,所以要将大功率低频率的磁控管工作于窄脉冲是困难而且低效的。
技术上可以用尖峰平滑电路,通常是用简单的串联RC网络来降低调制脉冲上升速率，或用二极管和并联ＲC网络只减缓电压上升速率的最后部分（即脉冲弯曲电路）[9]。
调制器脉冲电压前沿上升太慢（或后沿下降太慢）也能激起一个低电流的模式（如果管子具备这个模式的话）[１０]。
（3）噪声环。
脉冲后沿的过大反电压或小的正向“后继脉冲”加到磁控管上,能产生干扰近距目标信号的足够大的噪声。
之所以采用“噪声环”这个术语,是因为这种噪声与发射脉冲有恒定的延迟，并在平面位置指示器上产生一个环。
当正常脉冲电压的后沿下降不陡峭时，也会产生类似问题[1１]。
（4）寄生射频输出。
除了所需的输出功率外,磁控管还产生相当大的寄生噪声。
其种类和数量与表4.2中列出的正交场放大管相似,并在4.3节和4.4节中讨论，但磁控管的谐振特性抑制了远离工作频率的噪声，不过对谐波是例外。
（5）阴极引脚射频泄漏。
S波段的管子一般能从其阴极引脚泄漏出显著的VＨF和UHF能量,以及基波和谐波。
这种效应随磁控管不同而有较大差异，并且随引线的安排，灯丝电压、磁场等因素变化。
尽管最好是在管内就消除这种泄漏，但有时也能成功地在管外对这些能量进行收集、吸收或容许少量泄漏。
（6）漂移。
磁控管的振荡频率根据腔体材料的温度系数随环境温度（冷却水或冷却空气的温度）而变,在预热期间也可有显著的变化。
甚至在连续运行时，改变调谐器位置可能改变腔体或调谐器的热状态,也会引起漂移。
在某些情况下，需要做温度补偿设计。
（7）频推。
磁控管的频率随着阳极电流而变化的数值称为频推系数［10]，应当适当设计调制器使脉间及脉内的频率变化限制在系统所要求的范围内。
（8）频牵。
磁控管的频率随失配负载的相位而变化的数值称为频牵系数[１0]。
铁氧体隔离器的采用使近代雷达发射机中频牵已不是问题，同样长线效应[1２]已是过去的问题，这是因为隔离器很容易使磁控管失配降低到足够程度以保证不致引起振荡频率的跳变。
（9）寿命。
虽然某些磁控管的寿命有限，但许多磁控管的短寿是由于无经验的操作造成的。
通过改进操作程序及对工作人员培训,可以使磁控管平均寿命得到惊人的增加（参见4.4节）[13][１4]。
（1０）调谐器寿命。
由于考虑到管子成本和尺寸,管内调谐机构波纹管的有限疲劳寿命限制了管子寿命。
在管外的调谐机构仍应有合适的齿轮和轴承设计，以免影响管子寿命。
尤其是齿隙，可能是一种限制因素。
4．3放大链发射机
磁控管的局限性最终促使雷达使用功能更强也更复杂的放大链发射机。
其根本不同在于，在低电平获得所需精度的发射信号，并放大到所需的峰值功率电平。
如图15.44和图１5．４5所示，磁控管与放大链发射机在系统框图上区别不大,仅仅是两个箭头的方向，以及大功率射频源从振荡器到放大器的变化。
但实现放大链发射机在硬件需求上有巨大的差异，放大链发射机包括多级射频放大器,每级都有自身的电源、调制器及其控制器，每级都必须足够稳定以满足MＴI性能要求（参见第15章）。
ﻬ振荡管与放大管
放大链发射系统很容易做到脉间全相参及其他脉冲振荡管系统（通常为磁控管）不能提供的特性：
脉冲编码、频率捷变、合成及阵列化。
代价是复杂的系统和高昂的价格。
采用振荡型发射机还是放大型发射机是设计雷达系统时需首先进行的一个基本选择，下面介绍进行这种选择要考虑的一些因素。
载波频率的精度和稳定度
在振荡型发射机中，振荡频率由射频功率管决定，而不是由独立的小功率稳定振荡器提供。
因此振荡频率可能受管子的预热漂移、温度漂移、频推、频牵、调谐器齿隙以及校准误差等因素的影响。
在放大链发射机中，频率精度基本等于低电平稳定晶体（或其他）振荡器的精度。
而且，放大链的工作频率可通过电子开关在几个振荡器中迅速切换，切换速度远快于任何机械调谐的速度。
相参性
放大链系统能够以高精度产生本振信号和相参（相参中频振荡器）信号，而振荡型发射机需要手动调谐或自频控系统把本振调谐至正确的频率。
振荡型发射机在相对于相参和本振成任意起始相位的情况下起动每个脉冲,所以必须提供相参锁定。
在放大链系统中,相参锁定存在于信号产生过程中。
由于放大型发射机的脉冲序列能保持相位相参性,二次跨周期杂波是可以对消的；而振荡型系统中，这种杂波由振荡管随机起动相位进行噪声调制。
放大链可以提供全相参性，在这种情况下脉冲重复频率、中频、射频全都锁定。
为了使脉冲重复频率的谐波处在中频多普勒频带之外,有时需要这样做。
不稳定度
如4.６节和1５．１１节所讨论的，脉冲振荡器系统和脉冲放大链存在不同种类的不稳定度。
对振荡型系统,脉间频率稳定度取决于高压电源的纹波,而脉内的频率变化则取决于调制波形的顶降和振铃。
在表１5．4中列出不稳定度允许的限度,如果在脉冲宽度内相参振荡器锁定基于发射频率的有效平均值，这些极限就可以放宽。
对放大链系统,脉间相位稳定度由高压电源纹波决定，脉内的相位变化取决于调制器波形的顶降和振铃，允许的限度也列于表15.4。
实现一种有趣的折中也是可能的:
如果放大链使用锁定相参,放大链脉间相位变化不明显（有二次跨周期杂波的除外）。
在现有的脉冲振荡动目标指示雷达系统上加一个正交场功率放大器时，这种技术特别适用，只需简单改变一下射频取样点就可以锁定现有的相参振荡器,而不要求所加的正交场放大管有严格的脉间相位稳定度。
数字锁相相参电路也得到运用。
发射机的相位在每个脉冲进行测试,并在信号处理系统中对接收信号提供适当的补偿。
与锁相相参一样，这种技术对二次跨周期目标无效。
放大链:
特殊的考虑
运用放大链通常是为了相参性和频率捷变,但这种方法增加了系统的复杂性。
下面介绍放大链引起的某些复杂问题。
定时
由于调制器上升时间不同,每个放大级的触发器必须分别调节以实现恰当的同步,而不致过多地浪费电子注能量。
如4．４节所指出的那样，在正交场管放大链中，应考虑必需的射频激励重叠引起的脉宽压缩。
隔离
放大链的每个中间级必须有适当的负载匹配,即使下一级有大的电压驻波比（VSWR）输入,如典型的宽带速调管,或是下一级有大的反向功率反射,如在正交场放大管中那样。
这种反向功率由正交场放大管输出端失配引起，并沿正交场放大管的低损耗结构返回。
例如,具有1.５:
１的电压驻波比的负载能反射-14dB的功率。
在某些频率下,这种反射功率将同管内的反射功率复合,并回馈到正交场放大管输入端,其功率电平仅比满功率输出低8dB。
即使正交场放大管仅有１０dB的增益,反向功率也比到达那里的射频输入功率大2 ｄB。
虽然这不会干扰正交场放大管的正常运转，但是它要求在正交场放大管输入端放置一个16dB的隔离器,以便将前级所看到的电压驻波比降低到1．５：
1。
匹配
放大链中使用的射频管比振荡管更需要考虑匹配。
由于目前已能得到良好的隔离器，如果能保证管子得到良好的匹配（如1.1:
1）,就可以改进放大管的额定能力。
另外,正交场放大管和行波管要求在比规定工作频带宽得多的范围内能控制匹配,以确保放大管保持稳定。
信噪比
单个放大管的噪声功率输出可能较大。
当几个管子连接成链时，输出的信噪比不可能比其中最差的一级好。
因此，特别是对输入级，必须仔细检查,看其是否具有足够小的噪声系数;否则，可能妨碍整个放大链达到满意的信噪比。
例如，一只0．5 ｍW射频信号输入、35dB噪声系数的低电平行波管在1MHz带宽内限制放大链的信噪比在74dＢ以下。
常规正交场管的噪声电平比线性注管大，在1MHｚ带宽时,它们的典型信噪比值只有55dB；低噪声正交场管则可达到７0dB或更好（参见4．4节）。
电平
在多级线性注管放大链中，每一级管子的工作都部分地依赖于前级的工作状况。
特别是,在前级可容许的不平坦度的条件下，功率平坦度指标（频段内不变的功率输出）需要精确地规定每级的平坦度。
例如，管子的饱和增益在频段内可能是常数，但是,在恒定射频输入时,频段内的功率输出会发生相当大的变化。
饱和增益是通过改变各个频点的激励，直到发现该频点的最大输出功率而测得。
饱和增益是在该点输出射频功率与输入射频功率的比值。
除非饱和功率输出在频段内为常数,否则在频段内恒定射频激励时，饱和增益与功率平坦度关系很小。
平坦的小信号增益也并不表示在大信号条件下的功率平坦度。
一般最好规定，管子要经过测试确保在系统中正常工作,包括足够的射频激励容限。
像管子的容限一样,发射机的增益和电平规划必须包括级间组件所有的损耗和容限,以及管子的容限；还需要做的是,考虑无源频率形成网络以补偿已知的射频管特性所引起的平坦度偏差。
在正交场管放大链中,由于过大的激励功率是无害的（它仅仅馈通并加到输出端）［15]，所以电平问题十分简单，只需要保证总有足够的激励功率。
稳定度预分配
在多级放大链中,每级的稳定度都必须优于整个发射机的指标要求,这是因为所有级的影响是相加的。
根据不稳定度的特性和来源，它们可能随机或直接相加,在某种特定条件下相减。
通常有必要将发射机稳定度要求分解为几个较小的数值,并根据难易程度预先分配到各级。
稳定度预分配通常是对脉间变化、脉内变化、有时是对相位线性度要求的。
频率跳变主要来自于单级，故一般不在级间预分配。
射频泄漏
在屏蔽室和特定场所中,典型的放大链在发射频率具有90dB的增益。
为防止放大链自激，从放大链输出端泄漏到输入端的信号必须有９0 dＢ以上的衰减。
但是，更严格的要求是相对于该点信号电平,泄漏到放大链输入级的射频信号必须低于ＭＴＩ纯度期望的水平，这是因为泄漏路径可能被风扇叶片、机柜振动等调制。
泄漏反馈也会影响到脉冲压缩的副瓣
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