运放看到的增益约为1，如果运放单位增益不甚稳定，例如LF357，电路可能振荡。
2.对于某些运放，如LM1875，需要20倍以上增益才可稳定，此时要求RL>=10Rsample。
否则，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为40dB/DEC，电路将振荡。
为保证足够的相位裕量，通常要求两者交点斜率差最大为20dB/DEC。
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然而，源是不能挑选负载的，除非超出源的能力，例如电压源有输出电流限制，而电流源有输出电压限制。
对于第一种情况，通过运放的外部补偿即可消除，由于现代运放都具有0dB稳定性，因此不作为讨论重点。
对于第二种情况，需要在反馈通路引入适当的频率补偿，由于通常补偿元件并联在RL两端，因此称为输出减振器。
对于电阻性负载，输出减振器即电容，通过在反馈回路中引入零点z，从而达到稳定，但将限制反馈系统带宽。
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补偿后，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为20dB/DEC。
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零点频率坛友自己计算，很简单。
零点的选择根据运放的Aopen各转折频率点选择。
为保证各种负载电阻下均达到稳定，通常零点选在较低频率，将牺牲部分频率响应。
虽然第二种情况很少在实际中应用，例如1875做的电流源温度漂移严重，但作为频率补偿的范例可作为后续的准备知识。
注意你的负载之二（电感）
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和化学、物理方法产生的电能不同，依赖反馈理论的电源都会有先天的恐惧症。
与电压源害怕遇到电容性负载类似，电流源遇到电感性负载时也须谨慎处理。
题外话：
似乎所有稳压电源都会在输出有电容，与上面的话冲突。
其实稳压电源也做过补偿，况且10uF量级的电容以足够大，普通的电压源能量无法带动10uF在特定频率上以很大的幅度振荡，但并非不振只是幅度很小，很像纹波。
这就是为什么坛里坛外有些diy电源会产生莫名其妙的“纹波”和“噪声”的原因。
电流源的负载除了电阻和二极管以外，更多的应用就是电感，变压器、螺线管、电磁铁、空心线圈、亥姆霍兹线圈...，其中很多电感性负载能达到H级。
即使是小的电感，如果要求电流源响应速度很高，也有同样的问题。
坛里有同惠的朋友，大家可向他请教，同惠某系列的电流源专为电感偏流的，同时又有很宽的频率响应范围。
RL是有直流电阻的电感，暂用（LL+RL）代替，（LL+RL）会使反馈系数F出现极点pL，对应的1/F出现零点，导致振荡。
pL的频率点各位自己计算。
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解决的办法还是补偿，只要在反馈系数F上引入一个零点zL，使1/F对应出现一个极点，从而使交点处的1/F曲线斜率为0。
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还是在输出减振器上做了文章，但一般不推荐直接用电容，虽然电感内阻已经是一次阻尼，但仍会导致校正后的1/F曲线在LC谐振频率附近莫名其妙。
通常的方法要给电容也加一点阻尼，串联一个小电阻R，1—100Ohm，视实际应用中的频响曲线和C的取值而定。
一般而言，10kHz以下的应用C=0.1uF，R=3Ohm/1W。
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很奇怪为什么用1W的电阻，R里通常不走电流，做过音响功放的应该有点体会，这里不再详述。
本次增加成本：
3Ohm/1W水泥/碳膜/金属膜电阻 1只 单价0.20元 合计0.20元
合计成本：
3.20元
负载的问题已经完成，好像还缺电容没有讨论，给个公式CV=It，考虑考虑看。
电流源不太怕电容的。
这两部分关于负载的问题，大家好像都不太感觉兴趣，与烙铁太远了。
其实都是学校里很少见到的，工程上优先考虑的事项。
模电老师自己没做过东西的，自然不会给讲这个，这就是为什么学校作品通常很难变成产品的原因。
实际的运放
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模型说了这么多，还没和实际的沾上边儿，这一部分将考虑实际器件。
通常的运放最高能输出35mA（我见过的，勿疑），而且到达最大输出电流时，运放几乎进入饱和状态，已失去大多数可圈可点的性能。
当然，功率运放可输出5A以上的电流，但功率运放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet，其余类推。
由于功率运放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推荐单独使用。
一般而言，依照运放自身的设计原则，运放输出电流应尽量控制在1mA以内，否则：
1.加上自身偏置电流，运放可能发热，造成输出漂移。
2.由于集电极/发射极串联电阻的作用，大电流输出造成运放输出级状态不佳，主要是VCE过低，IC过大，造成电流增益下降，具体参见任意NPN/PNPdatasheet中的输出特性曲线。
3.加重中间级负载，造成运放对高频大信号的响应能力下降。
对于大于1mA的电流，应该扩流。
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扩流方法很多，最常见方法如下：
1.使用现成的单位增益缓冲器：
例如LT1010，最大输出150mA。
2.参照运放内部电路：
扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级，就是NPN和PNP构成的射随器组合，对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。
实际是第一种方法的简化方法。
3.使用具有电压增益的功率运放电路扩流：
这是一种豪华的方法，具有相当好的动态性能，很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法，当然功率运放是分立的。
由于扩流电路具有电压增益，因此对运放的SR要求降低，整体电路的直流性能决定于运放，克服了功率运放的VOS问题。
但这种电路调试比较麻烦，容易振荡，需要设计者经验丰富。
显见，考虑性价比，如果只考虑将电流源作为稳定驱动，而不考虑动态性能（例如脉冲电流源），第2种方法是相当好的选择。
一定有人推荐，最好使用甲乙类输出以避免交越失真，也可，但对直流源实无必要。
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上述电路都可工作于I、II、III、IV象限。
针对一般的用途，事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少，通常只需I象限工作即可（Io>0、Vo>0），如果不考虑动态性能，可将推挽输出级PNP一侧去掉，简化为单臂输出。
这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能，但对于直流稳定源无大碍。
坛友可参考Agilent36xx系列用户手册，下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。
36xx均为单臂电源。
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图中运放使用了双电源。
运放可单电源也可双电源工作，推荐使用双电源，原因如下：
1.Aopen（Vin+-Vin-）=Vo是运放的基本公式，通常认为Aopen无穷大，但实际运放最高不过140dB（icl7650），有的运放甚至只有几千（TL061）。
变换公式得到（Vin+-Vin-）=Vo/Aopen，一定记住，其中所有的电压都是以双电源中点为参考地。
而（Vin+-Vin-）就是运放误差。
单电源工作时，Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小，双电源工作时Vo=1/2（Vcc-Vee）=0时误差最低，相对而言，后者更好把握，此问题在后面有实际应用方法解决。
2.即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨，因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题，使用双电源可避免这些问题，从而集中精力考虑重点。
似乎还有问题
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电路基本成型了，还有什么问题？
一般而言，设计到这个地步，设计工作可到一段落。
然而仔细分析，仍有不甚完美之处。
普及知识：
电流源和电压源都是互补对应的。
首先看看电压源：
1.对电容性负载敏感，对电感比较无所谓。
2.有最大电流限制，短路时输出电流受电压源的电源的电流能力限制。
3.负载并联在输出端和地之间。
对应于电流源：
1.对电感性负载敏感，对电容比较无所谓
2.有最大电压限制，开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。
3....
第3点是个问题，已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间，而且参与反馈，因而造成如下问题。
1.负载调节率
试想负载的变化范围由0—100Ohm，运放输出端电压需要在1到10V之间变化，根据前面运放误差分析，10V与1V对应的（Vin+-Vin-）相差10倍。
如果运放为TL061（Aopen=6000），输入误差在1V/6000—10V/6000之间变化，即0.16mV—1.6mV，对应Vsample=300mV的情况，电流误差为0.05%—0.5%，因此0—100Ohm范围内的负载调整率为0.45%，很可观。
通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。
当然换好一点的运放，例如OP07（增益1000000）,会好的多，负载调整率为0.003%。
基本可以忽略。
然而，如果可以用好一些，就尽量用好一些。
即使是便宜的OP07，也尽量发挥出它应有的指标。
为何要一味追求负载调整率，其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻，负载调整率越小，并联内阻越高，其分流越小，电流源性能越好。
对应于电压源，负载调整率对应的是电压源的串联内阻，负载调整率越小，串联内阻越小，其分压越小，电压源性能越好。
科学的对称美。
2.输出电压无法达到20V
老实话，为什么命题选择20V，就是要在这里说明问题。
大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V，当然也有OP07（极限+/-22V）家族可以到达+/-20V。
即使使用OP07，在+/-20V下工作，输出最高电压不过+/-18V，因此NPN的E，即电流源输出端的最高电压为17.4V，算上Vsample=300mV，电流源能达到的输出电压为17.1V。
况且中功率NPN的电流增益不过几十，因此一定会使用达林顿组态，减小运放负载，又会去掉0.6V，最高输出电压压缩到16.5V。
当然，会有建议采用非对称双电源，例如+30V-5V，可使输出电压达到20V以上。
如果不得已，这样的配置是可用的。
然而基于以下的原因：
（1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降，造成运放Aopen下降和输入偏流增大。
（2）Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。
一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。
单电源是非对称双电源的极端，因此与双电源相比性能会打很大折扣。
这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。
但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用，现代单电源运放作过很大改进，例如轨到轨，但价格也高得多，在不损失其他性能的前提下，价格通常是普通运放的几倍。
对于上述问题，这个电流源的架构无法确切的完全的解决，必须改变架构。
利用三极管的镜像原理（IB约等于0，IC=IE），可将负载请出反馈回路，移到电源和C之间，也就达到了与电压源的对应：
“负载串联在输出端和电源之间”。
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此时，运放输出端电压基本控制在0.6—0.9V之间，即使TL061也可达到0.016%，OP07更可达到0.0001%。
如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开，连接负载的电源VP为24V，电流源的输出电压便可达到20V以上。
可是，三极管的电流增益毕竟是有限的，即使是达林顿组态也不过1000，超beta管（通常用在双极运放输入端）最大也不过10000，IB总会出现，而且IB通过Rsample流入地，造成Vsample里出现误差。
误差即1/电流增益。
NS有个电路避免了这个问题，使用JFET与NPN构成一个无需电流驱动的达林顿组态。
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然而小功率JFET或NMOS并不便宜，而功率NMOSFET并不贵，还可减少一种库存，因此使用NMOSFET代替NPN即可。
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MOSFET不需要稳定的电流驱动，因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略，ID=IS，一个近乎完美的镜像。
10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，选用100W的IRF530也是明智的，而且为扩充输出功率提供了潜力。
场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。
用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数，如果不大于1，则不必考虑环路稳定问题。
场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。
用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数，如果不大于1，则不必考虑环路稳定问题。
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高手，问题找得很准，但这两点不是绝对的，与运放和MOSFET的频率响应有关。
（原文件名:
A4.JPG）
振个不停
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相信还没有人动手，最好已经搭好了39楼的电路。
然而却发现根本不能用，不是上来就振，就是电流一大就开始振。
一头雾水，反馈看似是负反馈，而且用NPN就基本不会振，很奇怪，也很气愤，因为没有办法，也没有思路。
这是负反馈的固有问题，凡负反馈都有机会振荡，只要相位出问题。
然而，还有一句话，凡负反馈的振荡问题都可解决。
先吃一颗定心丸。
解决振荡问题就是剪裁频率响应曲线的过程。
因此必须首先得到开环增益Aopen和反馈系数F的频率响应。
反馈系数F就是1，在波特图上是0dB线。
开环增益Aopen麻烦一点，根据39楼电路，首先画出小信号等效电路。
开环分为三部分：
1.运放
2.MOSFET输入
3.MOSFET输出
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A5.JPG）
这个电路的传递函数由于Cgs不接地并且与压控电流源gmVgs耦合而不太好算，在学校带毕设的时候曾经让一个学生推过一次，就是不知道二极管符号几个三角的学生。
他很严谨而且敬业，不仅推出来还检查了三遍，交给学校培养真是浪费了。
传递函数算出来是一个一寸高两寸宽的拉普拉斯变换，实在没有时间再推一遍，不过如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而与Cgs接地时差不太多。
（原文件名:
A6.JPG）
运放之后的Ro是运放的输出电阻，即运放输出级的限流电阻，大致在200Ohm左右。
可以由以下方法大致推出：
非规到轨运放临界饱和输出电压为Vcc-4V，最大输出电流20mA左右，限流电阻约200Ohm左右。
Cgs比较复杂，按datasheet上的说明，Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V，但VDS减小和Vgs增大会使Ciss增大到约1000pF。
（原文件名:
A7.JPG）
同时图中省略了跨导电容Crss，Crss可通过密勒定理等效在输入和输出端的小电容，很小而忽略。
gm是个问题，虽然可以查到直流gm，大致为7@Id=8A/VDS=50V，但实际用在Id=100mA/VDS<20V，根据datasheet中的输出特性曲线可以看到在饱和区gm随Id减小而减小，与VDS关系不大，在可变电阻区，gm随Id和VDS减小而明显减小。
gm在Id很小时大致在1-3左右。
暂取2。
（原文件名:
A8.JPG）
gm也有转折频率，最终产生fT，但这个参数很难得到，因为大多数功率MOSFET都是用在开关状态，而且gmDC随偏置变化很大，因此datasheet里通常不给出，但由导通时间，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即为转折频率，很高，大致在10MHz左右。
已远远超出OP07的可操作范围，因此忽略，认为gm是不随频率变化的水平直线。
也可看出为什么之前不用OP37的原因，因为gm的转折频率恰好在OP37的操作频率范围内，从而造成频率补偿复杂度增加。
大电流的MOSFET由于管芯并联数很大而具有很大的Cgs，如果可能尽量使用IDSmax小的MOSFET。
IGBT的输出特性曲线比较奇怪，以前用过，但很容易击穿，没有过多考虑。
IGBT多数是做开关，似乎用在线性电源上有些问题。
Cgs的作用在下一节会有详细讨论。
三种补偿通常都是一起使用，单一补偿方式会出现顾此失彼的问题。
分析Aopen之一：
运放的主极点
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诚如xynn所言，运放是多零极点系统，但一般都具有2个主极点，低频主极点，靠近DC，高频主极点，靠近GBW。
图为OP07的开环增益频响曲线。
（原文件名:
A9.JPG）
2个主极点中，高频主极点通常不受重视，因为大多数运放的高频主极点都在0dB线以下，即单位增益稳定。
反馈环路中只有1只运放时很少遇到增益小于1的情况。
因此很多运放datasheet中高频主极点都不标出。
考虑运放与10倍理想增益级级联（有时是必须的），这个高频主极点就会浮出水面，如果闭环增益为1，便会产生振荡。
（原文件名:
A10.JPG）
（原文件名:
B1.JPG）
分析Aopen之二：
MOSFET和Rsample
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如前所述，MOSFET分为输
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