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功率因数校正问题
关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论
陈传虞
摘要
本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数
校正的三种模式（峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续
导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。
关键词：
无源功率因数校正有源功率因数校正峰值电流控制固定开通时间频率钳定前（后）沿调制断续导通、临界导通、连续导通模式过渡模式
前言
在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路，由于电解电容器CO的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲（如图1b）。
这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。
而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。
图1镇流器的输入电路
为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFCPowerfactorcorrection）技术来提高它的功率因数。
大致说来，功率因数校正有两种方案：
无源功率因数校正（PassivePFC）和有源功率因数校正（ActivePFC），前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。
1．无源功率因数校正的原理及常用电路
无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。
最初采用的方案是逐流电路。
图2无源功率因数校正电路
它用图2（a）的电路代替图1的电容CO，电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值，每个电容电压最多为输入电压峰值之半。
这样，电容可在120˚范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。
功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。
对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b）电路来代替图2（a）的电路，它在前者的基础上增加C3、C4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。
如在图2（b）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C认证。
图3一种改进了的双泵电路
对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。
另有
图4高频泵电路
一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。
其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值，合理选择滤波电感LO、L1、L2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C认证。
它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。
只是电路中损耗较大，对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。
无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。
二。
有源功率因数校正的基本原理
有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC，由它控制MOS管VT1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。
此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。
电路的具体的工作情况如下：
图5APFC工作原理示意图
（1）当开关管VT1导通时
在APFC控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。
开关管VT1导通，相当于开关S1接通，此时二极管因受输出直流电压VO的反偏而截止，相当于S2断开。
整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C1的容量不能太大），将在电感L中产生电流。
考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kHZ以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压uI可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=uI），电感电流直线上升，电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。
图6，MOS管导通时的等效电路
当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值ILP时，APFC控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT1截止，电流iL停止上升。
考虑到电流是直线上升的，有
LΔi/Δt=uI,
以Δi=ILP，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），
则有ILP=uIton/L
可见当ton为固定值，则三角波的幅度ILP反映了该时刻输入电压uI的变化。
（2）开关管VT1截止时
图5电路可简化为图7形式。
图7开关管截止时等效电路
由于电感电流iL不能突变，只能由原来的数值ILP线性下降。
电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器CO充电，电容上面的电压显然比输入电压高。
因此这种电路称为升压式APFC电路。
在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=VO-uI，在uI近似不变的条件下，也是常数）。
一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。
在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值ILP，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。
图8是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下，电流变化的示意波形。
图8APFC电路中输入电流或电感电流的示意
可见，在APFC控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（CriticalconductionmodeCrCM）.，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM）或边界导通模式（BCM）。
要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：
电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。
对前者的控制，在各种IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。
图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC的零电流检测端（ZCD），一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS触发器的S端，让RS触发器翻转，PFC控制器的驱动输出OUT变为高电平，正的开关信号将使外接MOS管开通。
流过电感的电流再次由零线性上升。
图9零电感电流检测及开通信号之取得
至于如何控制到达峰值电流的时间点则有两种方案，因而形成两类不同的APFC控制器IC，下面分别讨论之。
3．峰值电流控制APFC控制器的工作原理
峰值电流控制APFC电路如何控制其峰值电流可用图10所示的简化原理图来说明。
图中虚线围框内表示IC中有关部分，其余是与IC相接的外围电路。
整流桥输出的单向正弦电压经过电阻R1、R2分压送到3脚，它反映输入电压的变化，其值大约为2~4V，由升压二极管输出的直流电压VO也经过电阻R3、R4分压加到IC内部的电压误差放大器（图中以EA表示）的反相输入端INV（1脚），反映电感电流的信号则由外接MOS管的源极电阻R8引出，
图10峰值电流检测的原理图
送到电流检测端CS（4脚）。
4脚经内部的RC滤波电路与电流检测比较器（或称峰值电流比较器）的反相端相连，乘法器的输出VMO则接到比较器的同相端，作为比较器的基准电压。
乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即
VM0=KVM1（VM2-VREF）
考虑到乘法器的一个输入是由输出电压VO分压得到的，在通常情况下，VO基本上变化很小（在输出电压为400V时，电压变化的峰--峰值大约只有5~10V左右）接近稳定的直流电压，这样乘法器的输出VMO的大小基本上与VM1成正比，反映了按正弦规律变化的输入电压。
因此，当流过电感的电流在RS上产生的压降达到并超过由乘法器输出所设定的基准阈值VMO时，电流检测比较器将输出控制信号，送到RS触发器的R端，使RS触发器翻转。
这样，IC的驱动输出OUT变为低电平，将外接的MOS管关闭，电感电流达到其峰值不再增加。
显然，在这样的条件下，峰值电流与该时刻的输入电压是成正比的。
由于乘法器输出还包括与APFC输出电压VO成正比的成分，如果VO有所变化，例如其值变小，则由于此输入是加到误差放大器的反相输入，VM2-将上升，乘法器输出VMO变大，电流检测比较器将延长功率开关管的导通时间，增加升压电感中储存的能量，使VO升高；反之，则会缩短MOS管的导通时间，使VO减小，从而达到调整VO使其值趋于稳定的目的。
这种脉宽调制工作方式，在开关电源中是十分常见的。
从以上分析可知，这种控制方式利用输入电压作为基准信号，一旦电感电流上升到基准信号所规定的阈值以后，IC控制器就送出关断信号，将MOS管关断，把三角波的电感电流峰值控制到与输入电压成正比。
故称这种方式为峰值电流控制法。
理论分析表明（见文献1），在这种控制方式中，每个三角波的开通时间是不变的，而关断时间是变化的，在输入电压低时（在过零附近），关断时间最短，因而开关频率最高。
这带来三个问题：
其一，频率高，电路中元件、特别是电感损耗大；其二，在电压过零附近，输入电流失真大（参看图11），THD值变大；其三，一连串频率很高的三角波，具有十分丰富的谐波含量，造成棘手的电磁干扰，所以，镇流器采用这类控制心片后，EMC问题比较麻烦（参看文献2），要想使镇流器通过3C认证，必须仔细调整滤波电路才成
为了对峰值电流控制APFC电路有一点感性认识，这里介绍由ST公司推出的一种芯
图11在输入电压过零附近输入电流的交越失真
片L6562，它是L6561的升级换代产品，它的特点是：
♦用双极型与CMOS混合工艺（BCD）制成
♦采用有专利的乘法器设计，可以减少交越失真，使输入电流的THD降至最低；
♦有很精确的可调节的输出过电压保护；
♦超低的启动电流≤70μμA，启动电压有回差特性；
♦低的静态工作电流≤4mA；
♦扩展的电源电压范围（85--270V），适应全球范围的交流电源；
♦1%（TJ=25℃）精度的内部基准电压；
♦推拉结构的图腾柱输出，驱动能力强，输出拉/灌电流为-600mA/+800mA，可驱动大功率MOS管或IGBT管（按四端网络分析约定，电流流入者为正，流出为负）。
♦电路适用于300W以下的负载。
用L6562片组装的二种功率因数较正电路如图12、13所示。
两种电路允许输入电压为85V到265V，是宽范围的，适应全世界范围的交流电源。
图12输出为直流电压400V、250W。
图13输出为直流400V、80W。
升压变压器采用EE25×13×7的磁芯（型号为3C85，与PC30相当），原边用20*0.1mm的多股漆包线绕105匝，电感量为0.7mH，副边用0.15mm漆包线绕11匝，原副边圈数之比约为10：
1。
磁芯气隙为1.5mm。
其它元件参数均示于图中。
图12用L6562组成的输入85V―265V、输出为250W的功率因数校正电路
图13用L6562组成的输入85V―265V、输出为80W的功率因数校正电路
四。
固定开通时间的APFC控制器工作原理
如上所述，只要开通时间不变，输入电流就能跟踪输入电压的变化，失真很小，这就出现了固定开通时间的APFC控制器，它的原理图如图14所示。
图14固定开通时间APFC控制器工作原理示意图
图中升压电感L的副绕组检测电感电流到零的时刻，通过将RS锁存器置1，使开关管开通，电感电流线性上升，其原理已在图9中说明过，这里不再重复。
在开关管开通的同时，锯齿波电压也开始线性上升，它与误差放大器输出的固定电压在比较器相比较，一旦两者相等，比较器送出信号使RS触发器（锁存器）复位，送出关断信号，将MOS管关断，电感电流达到其峰值，不再上升。
这种方案也能控制电感电流的峰值，而无需从整流后的电压取样，也不用乘法器。
而为了得到线性上升的锯齿电压，只要用恒流源对电容C充电就行了，比较简单。
下面介绍一款由仙童公司推出的固定开通时间APFC心片FAN7530。
它有很强的功能，而功耗极低。
FAN7530心片VCC的欠电压封锁功能是：
开启阈值为12V，关闭阈值为8.5V，VCC内部钳位电压为22V。
IC启动电流典型值为40μA，静态工作电流仅为1.5mA。
驱动电流高达+500/-800mA，可驱动较大功率的MOS管或IGBT，OUT输出内部接有13V的钳位稳压二极管,外接的功率MOS管栅极无需接钳位二极管。
FAN7530有过压和过流保护功能，当引脚1上的电压高于2.675V时，过电压（0VP）比较器将关闭功率MOS管。
如引脚1上的电压低于0.45V时，比较器输出禁止信号，IC的基准电压和内部偏置电源不工作，使IC不能工作，维持电流只有65μA。
当MOS管电流太大、送到4脚的电压超过0.8V时，过电流（OCP）比较器输出高电平，同样也使驱动输出OUT为低电平，关闭功率MOS管。
可见，它的保护功能是很强的。
图15是一种用FAN7530组装成80W的APFC具体应用电路
图15用FAN7530组装的80WAPFC电路
图中，FAN7530锯齿电压的上升斜率由2脚外接电阻R6确定，电阻R6大，则锯齿电压上升速率慢，MOS管开通时间长，反之则短。
电阻R5能改变充电电流的大小，对降低THD有影响，适当调节之，可以减少输入电压过零附近的电流失真，改善电路的THD性能参数。
这是因为电阻R5接到升压电感的副绕组，而副绕组上的电压在MOS管导通时与输入电压的负值成正比，这样流过电阻R5的电流与输入电压成正比。
输入电压高，电流大、开通时间短，而在输入电压过零附近，开通时间长（参看后面图16），从而改善了THD失真。
流过R5的电流以比流入R6的电流大1~2倍为好，可通过试验确定其阻值。
峰值电流控制型APFC控制器以及固定开通时间APFC控制器大多数是八条引脚，各条引脚的功能和使用方法虽略有不同，从本质上讲，它们属于同一类的心片，它们工作原理的共同的特点是：
（1）开通时间基本上是不变的；
（2）开关频率在输入线电压的半周内是变化的，在线电压达到峰值时，开关频率最低；在输入线电压过零附近，开关频率最高。
（3）流过电感电流是临界导通的，电流由零上升到最大值，然后下降，当下降到零时，再一次线性上升。
中间没有死区时间。
（4）这类控制器的外接元件的连接方式基本上也是一样的，只是根据电压误差放大器的性能不同，补偿网络的接法有所不同，如为跨导型运算放大器，则其输出端（2脚）的补偿网络（可能是电容或RC网络）可以直接接地；如非跨导型，则其输出端的补偿网络应接误差放大器的反相端（1脚）。
另外，IC的3脚的接法，也有所不同。
根据心片类型而定。
这类控制器的优点是电路比较简单，成本较低，品种多，产品不断升级换代，性能愈来愈好（新产品与老产品引脚兼容），在性价比上可供选择的产品类型多，选择余地大。
这类产品大多应用在300W以下、特别是100W左右的的电子镇流器中。
在做电子镇流器时，通常选用这类APFC器件。
在下面的表中给出若干开通时间不变的APFC心片。
我们在选用心片时，一定要了解IC的功能，各个引脚的用处，以及外接元器件的大致范围，参数变化会带来什么样的影响等。
表1开通时间不变的APFC心片
产品型号
封装形式
说明
厂商
KA7525
KA7526
双列直插DIP-8
表面贴装SO等。
-8
峰值电流控制
三星公司
L6561
L6562
DIP-8
SO-8
峰值电流控制
ST公司
OB6561P
OB6563
DIP-8
SO-8
峰值电流控制
昂宝电子（On-Bright）
FAN7527
DIP-8
SO-8
峰值电流控制
美国仙童公司
FAN7528
不带乘法器、固定开通
时间、双输出
FAN7529
不带乘法器、固定开通时间
FAN7530
不带乘法器、固定开通时间
MC33262/34262
DIP-8
SO-8
峰值电流控制、误差放大器为跨导型，输出为电流
同上，但功能更强，THD小
美国On-Semi公司
美国Motorola公司
MC33232/34232
MC33268/34268
DIP-16、SO-16
NCP1601
DIP-8
功能同上，使用方便
On-Semi公司
UC1852/2852/3852
DIP-8、SO-8
不带乘法器、固定开通时间
美国尤尼创公司
TDA4862
DIP-8、SO-8
峰值电流控制
美国Infinen公司
SA7527
DIP-8、SO-8
峰值电流控制
杭州士兰微电子公司
这类心片的缺点是：
开关频率高，电磁干扰厉害，在交流输入电压过零附近，输入电流会出现交越失真，使THD变大，对EMC的要求高。
为了减少输入电流的交越失真，目前各公司采取各自不同的有专利保护的方法；例如，美国Motorola公司在心片MC33368里采用频率钳定法，在电压过零附近，采取措施使开关管的关断时间保持为常数，延长死区时间，而不问零电流检测是否已检测到电流为零。
这样开关频率不会很高。
实际上电路在输入电压低时工作于断续导通方式，在输入电压高时才工作于临界导通方式。
美国仙童公司在心片FAN7529、FAN7530里采取措施，使锯齿电压的上升速率发生变化，改变开通时间，在过零点附近，开通时间长，而在电压峰值附近，开通时间短一些（见图16）。
这样一来也能降低交越失真。
昂宝电子在芯片OB6561P与OB6563里采用在输入电压过零点附近通过改变乘法器的输出级电流比较器的offset来延长导通时间的办法来降低交越失真从而提高THD。
图16开通时间随输入电压VI变化
4．固定开关频率平均电流型APFC控制器
还有一种APFC控制器电路，流过电感的电流并不下降到零，只是围绕输入电流平均分值下降到某一最小值，然后开始上升，上升到某一最大值，又开始下降，如此周而复始。
这样电流是围绕输入电流平均值变化，如图17所示。
图（a）是流过电感电流的瞬时变化的示意图，图b）是它的实际波形。
由于电流只围绕输入电流的平均值上下起伏，在小范围内变化，波动很轻，所以电磁干扰小，电流有效成分多，输出功率大。
图17连续传导模式中的电感电流波形
这种模式称为连续导通模式（ContinuousConductionModeCCM）它适用于输出功率大、超过300W以上的场合。
工作比较复杂，APFC控制器的方框图如图18所示。
这种固定频率、平均电流型APFC控制器与前述IC有所不同，除含有电压误差放大器、乘法器、脉宽调制（PWM）比较器、MOS管栅极驱动器外，还含有检测电流的电流放大器和频率固定的锯齿电压振荡器。
在这里乘法器被称作增益调制器，它是APFC控制器中最为关键的核心部件，它的输出将提供确定开关管开关占空比的参考电压，它有三个输入，分别是：
（1）代表瞬时输入电压（包括电压的大小和形状）的电流，整流后的AC电压通过电阻R1变为电流IAC送到IC的ISENSE脚（5脚，有的资料称此脚为IAC脚），增益调制器对此电流的响应呈线性关系。
这个分量最重要。
检测电感电流的信号就叠加在与它成正比的信号上面。
（2）电压误差放大器EA的输出EAOUT，增益调制器的响应与它成线性关系。
由APFC控制器升压后的直流电压VO，用电阻R4、R5分压后加到误差放大器EA的反相输入端INV脚（7脚），放大器输出EAOUT加到增益调制器的输入端。
其作用同临界导通（过渡）模式中直流电压的反馈用途是一样的，也是为了保证输出电压的恒定。
（3）与输入AC电压有效值VRMS成正比的电压，AC电压在整流之后变为单向的脉动电压，经电阻R2、R3分压、C1滤波后加到IC的VRMS脚（8脚）（实际上它反映了输入电压的平均值），增益调制器的输出与VRMS2成反比（当VRMS很小时除外，以免输入电压过低时线路元件的功率损耗太大）。
增益调制器的输出除以VRMS2后，使得在整流半个周期中，反映输入电流的IAC的变化幅度小一点。
增益调制器的输出为电流IGM，它与三个输入之间的关系为：
IGM=kIAC×VAOUT/VRMS2=K×IAC×VAOUT
式中，K代表增益调制器对VRMS的转移系数，或称K因子，它不是一个常数，而是随VRMS的变化而变化的。
制造厂家会给出K随输入电压有效值（或者更正确地讲，是输入到VRMS脚的电压）变化的关系曲线。
可见，在连续导通模式中，增益调制器的输出基本上是幅度较小的、反映输入电流平均值的信号，它的大小和形状和半个正弦波差不多，除以VRMS2后幅度被压平了。
增益调制器的输出电流加到电流误差放大器的同相端IA+，变为电压信号，电感电流取样电阻RS上的信号则送到电流误差放大器的两个输入端IA+、IA-，两种信号相加，经电流误差放大器放大后，送到PWM比较器的反相端（或同相端，根据需要而定），作为基准电压（或称参考电压）。
显然，这个基准电压信号是在压缩了的输入电流平均值上加上由电阻RS上送来的三角波。
考虑到APFC控制器的开关频率是固定的高频，一般为100kHZ，在几个开关周期的短时间里输入电流基本上来不及化，所以加到PWM比较器的同相端的信号在短时间内看是一条在水平线上上下起伏的三角波。
它与PWM比较器的另外一个输入、即锯齿电压振荡器输出的线性上升电压相比较，在其输出端产生占空比受到控制的脉冲开关信号，以便驱动功率开关管。
图18固定频率平均电流连续导通模式电路的方框图
这类APFC控制器由于开关频率是固定的，只要控制了开关管的开通时间（三角波的上升时间），那么它的关断时间（三角波的下降时间）就自然确定了，无需由电路上另加控制，实际上只要控制开关管的开关占空比就可以了。
在这里，驱动脉冲的占空比是变化的，占空比取决于AC输入电压变化情况，理想的情况是让它按正弦脉宽调制（SPWM）变化，使输入电流按输入电压变化，得到接近于1的PF值。
对功率开关管开关脉冲的占空比的控制方法有两种，即前沿调制（LeadingEdgeModulation）或后沿调制（TrailingEdgeModulation）。
在下面的分析中，假定PWM比较器输出的脉冲高电平有效，使ICOUT端输出高电平信号，令外接MOS管开通。
由图19可知，如果基准电压加到PWM比较器的同相端，而锯齿电压加到它的反相端，当基准电压在锯齿电压以上时，PWM比较器输出高电平，送出正脉冲信号。
这时，称为后沿调制。
不难看出，基准电压越高，开通时时间ton越长，外接MOS管导通时间也愈长。
在图18的原理图中，基准电压加到PWM比较器的反相端，而锯
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