归一化植被指数测量仪.docx
《归一化植被指数测量仪.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《归一化植被指数测量仪.docx（51页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
归一化植被指数测量仪
0引言
植被是环境的重要组成部分，为了保护人类生存环境，全球变化的研究已经在许多国家相继开展，人们迫切希望找到一种量度这种变化的客观因子，而地表的植被的变化是一种理想的标尺。
它分布很广泛，并与一定的气候、地貌、土壤条件相适应，同时又受多种因素控制。
在满足一定的光、温、水条件下，植被才能存在、繁衍；而植被的存在又改变了地表的反射率，影响局地蒸发率以及地表能量和质量交换，植被与短期气候变化具有双向指示的特点，这种特点可以从NOAA极轨气象卫星观测到的归一化植被指数的季节变化和年际变化的规律体现出来。
我们在＂七·五＂期间进行的全国植被生态环境动态监测研究中获得了植被与生态环境的季节变化规律及地域差异性。
植被指数是遥感监测地面植物生长和分布的一种方法。
当遥感器测量地面反射光谱时，不仅测得地面植物的反射光谱，还测得土壤的反射光谱。
当光照射在植物上时，近红外波段的光大部分被植物反射回来，可见光波段的光则大部分被植物吸收，通过对近红外和红波段反射率的线性或非线性组合，可以消除土地光谱的影响，得到的特征指数称为植被指数。
植被指数的计算方法很多，主要有：
比值植被指数（RVI）=近红外波段反射率（NIR）/红光波段反射率（RED）或归一化植被指数（NDVI）=（NIR－RED）/（NIR+RED）或植被指数（LCI）=α（NIR+RED）其中,NDVI是目前应用最广泛的一种植被指数。
当采用NOAAAVHRR图像数据时，第一通道相当于红波段，第二通道相当于近红外波段
归一化植被指数（NDVI）的定义如下:
NDVI=（CH２-CH１）/（CH２+CH１）
其中CH1，CH2分别是第一，二通道反照率。
在现实小规模农业生产及植被研究中，研究人员需要一种手持式NDVI测量仪，以便对作物长势进行定量测量，本文讨论了一种小型NDVI测量仪的设计。
1总体方案论证、可行性分析
为了求得RIR和RR，需要测量在两个对应波长处入射光的幅照度和植被的辐射出射度，然后再根据测得的4个数据处理后得出GNDVI。
入射光可为太阳光，也可采用人工光源（入LED或LD等）。
采用太阳光作为光源，设计简单，耗电量小，但不能全天候使用。
采用人工光源，能全天候使用，但需要消耗一定的电能，而且设计也较复杂。
因此以太阳光作为光源对于用电池供电的手持式NDVI测量仪较合适，图1.1为测量仪的结构示意图。
采用具有滤光特性的4个光电探测器，分别来对780nm（近红外波段）和670nm（红光波段）处入射光的辐射能和植被的反射辐射能进行探测，测得的4个参数经模数转换后，由单片机进行处理，所得NDVI结果由LCD显示器显示。
NDVI测量仪的电路结构如图1.2所示。
由于GNDVI为归一化的参数，对入射光的辐照度和植被的辐射出射度的绝对值并无很高要求，只需光电探测器的线性和稳定性符合要求即可。
为了能够测量波长的光强度，光电探测器应有滤光性能，光电探测器的结构如图1.3所示。
光线先经滤光片滤光，然后由光敏二极管将光强转换成电信号，经放大器放大后送到模数转换器。
由于输入信号小，放大器要求具有低偏置电流、低功耗、低偏置电压等特点。
滤光片的性能主要考虑通光带以外的光能否被深度抑制；光敏二极管的性能主要考虑其线性度。
考虑到产品的批量生产需要及使用方便，设计时采用电源管理装置，以便实现对电池电量的定性监控。
由于4个光电探测器的参数（如滤光片的透射率、光敏二极管的光强响应特性、放大器的增益）不一致，测得的NDVI值会有较大的误差，因此在使用前必须对测量仪进行标定。
标定原理为：
GNDVI=（RIR-RR）/（RIR+RR）
式中RIR和RR分别为实际的780nm和670nm光的反射率。
设测量得到的两个反射率为R’IR和R’R,由于光电探测器的参数不一致，反射率的测量值和实际值之间存在着一定的比例关系，即
RIR=k1R’IR,RR=k2R’R
式中k=k2/k1
可以标定出k值，实现NDVI值的修正。
计算k值的方法为：
用测量仪对一块NDVI值为0的标准白板进行测试，测量得到的R’IR和R’R，则k=R’IR/R’R
2光电探测器的设计
2.1光电管的选择
780nm（近红外波段）和670nm（红光波段）处入射光照射到光电二极管上后，光电二极管将其辐射能和植被的反射辐射能转换成电流信号输出，为了较精确的测量NDVI值，就要求所用的光电二极管要有很好的线性。
本设计采用了芬兰探测技术公司所生产的PDC100S-CR光电二极管。
该PDC100S-CR光电二极管具有快速响应、高灵敏度、极低噪声、低漏电流的特点，不仅在低接收光功率时，接收光功率和输出光电流具有很好的线性关系，而且在较高接收光功率下，接收光功率和输出光电流之间的线性关系依然很好。
2.1.1PDC100S-CR光电二极管的工作原理
PDC100S-CR光电二极管的工作原理与普通光电二极管的工作原理一样，即器件的光敏面接收探测光后，由于p-n结处于反向偏置，光生载流子在电场作用下产生漂移，在外电路产生电流，从而实现光电转换。
2.1.2PDC100S-CR光电二极管的光电参数及特性
PDC100S-CR光电二极管的技术指标如表2.1
表2.1技术指标（T=25℃）
参数名称
最小
典型
最大
光敏面直径φ（mm）
10×10
工作波长范围（nm）
330
1120
带宽（-3dB）（GHz）
2
结电容（VR=30V）（Pf）
54
暗电流（VR=70V）（nA）
0.98
2
响应度（VCC=5V）（A/W）
0.36
0.45
0.5
响应时间Tr（VR=0VRLOAD=50Ω）（ns）
250
2.2运算放大器的选择
由于此NDVI测量仪采用直流电源（电池）供电，加之光电二极管输出信号小，设计过程中所用元器件较多，为了保持良好的线性性能及较低的失调误差，运放应该具有一个较小的输入偏置电流。
此外，输入噪声电压、输入共模电容和差分电容也对系统的稳定性和整体精度产生不利的影响。
为满足此要求，此光电探测器中放大器采用AD704和AD705。
AD704/AD705/AD706微微安级输入电流的双极型运算放大器是美国AD公司（AnalogDevicesInc）最近二年推出的优秀产品之一。
它具有低功耗、低漂移、高输入阻抗、交流与直流特性优异等一系列优点。
AD704/AD705/AD706三种运算放大器，它们的区别在于每一块集成块内含有的运算放大器个数不同。
AD705是在每个集成块内只封装一个运算放大器，AD706是在每个集成块内封装了二个匹配的AD705运算放大器，而AD704是在每个集成块内封装了四个匹配的AD705芯片，为四运放器件。
本文均以AD705性能为例进行使用说明。
AD704/AD705/AD706的管脚排列图如图2.1所示：
2.2.1AD704/AD705/AD706运算放大器的基本特性
AD704/AD705/AD706是低功耗、双极型的运算放大器，它具有双极型场效应晶体管（BiFET）的输入级。
因此，具有输入阻抗高、输入失调电压低、输入偏置电流小、输入失调电压漂移小的特点。
由于采用了超双极型场效应晶体管输入级，输入偏置电流达到了微微安级的水平，使它既具有BiFET与双极型运算放大器的许多优点，又克服了全温度范围内偏置电流（I）B）漂移大的缺陷。
在全温度范围内，它的IB典型应用仅增长5倍，而一般BiFET运算放大器IB要增长1000倍。
由于采用超β双极性技术，AD704/AD705/AD706的失调电压达到微伏级，并且还具有精密双极型运算放大器的低噪声特性。
与op-07相比，输入失调电压仅为op-07的1/15。
温度漂移值为op-07的1/2。
由于是BiFET输入级，因此，信号源阻抗可以比op-07高得多，而它的直流精度却保持不变。
AD704/AD705/AD706的主要技术性能指标列于表2.2
表2.2D704/AD705/AD706的主要技术性能指标
参数名称
AD704
（四运放）
AD705
（单运放）
AD706
（双运放）
输入失调电压
30μV
10μV
10μV
输入偏置电流
80pA
30pA
30pA
输入失调电流
30pA
30pA
30pA
频率响应截止频率
0.8MHz
0.8MHz
0.8MHz
转换速率
0.15V/μs
0.15V/μs
0.15V/μs
输入阻抗差动
共模
40MΩ∥2pf
300MΩ∥2pf
40MΩ∥2pf
300MΩ∥2pf
40MΩ∥2pf
300MΩ∥2pf
共模抑制比CMRR
132db
132db
132db
共模输入电压范围
±14V
±14V
±14V
输出电压摆幅
±14V
±14V
±14V
电源电压正常工作电压
最低工作电压
最高工作电压
±15V
±2.0V
±18V
±15V
±2.0V
±18V
±15V
±2.0V
±18V
25℃时最大失调电压
60μV（K级）
最大失调电压漂移
0.6μV/℃（K级）
25℃时最大输入偏流
100pA（K级）
0.1Hz～10Hz电压噪声
0.5μVP-P
1/f转折频率
4Hz
10Hz处电压噪声
17nV/
10Hz处电流噪声
50fA/
±15V时的功耗
650mW
增益带宽积
0.8MHz
2.3AD704/AD705的双极性基准电源输入
AD704/AD705的需要双极性基准电源输入，本文使用了一片MAX774配合电源来产生±5V的电压。
MAX774是MAXIM公司生产的+5V—-5V的DC—DC电平整流转换器件，特性如下：
*最小输出功率5W
*最大输出电流可达100μA
*在5MA～1A负载电流范围内转换效率高达85%
*最大偏置电流仅为5μA
*输入电压范围3～16.5V
*-5V或可调整输出电压
*转换频率高达300KHz
MAX774的内部结构如图2.2所示
图2.2MAX774的内部结构图
MAX774的管脚排列图及基本电路如图2.3和图2.4
图2.3MAX774管脚排列图图2.4MAX774基本转换电路
2.4前置放大电路的设计
光电二极管及其相关的前置放大电路是基本物理量和电子量之间的桥梁。
工作于光致电压方式下的光电二极管上没有压降，即为零偏置。
在这种方式中，为了光灵敏度及线性度，二极管被应用到最大限度，并适用于精密应用领域。
光电二极管产生一个与照明度成比例的微弱电流。
而前置放大器将光电二极管传感器的电流输出信号转换为一个可用的电压信号。
图2.5示出光电二极管的等效电路。
图2.5光电二极管的等效电路
短路电流在6～9个数量级的光强范围内呈理想线性关系，因此常常用做绝对光强的测度，分流电阻RSH在室温下一般约为1000MΩ，且温度每升高10℃时将减小一半。
二极管电容CJ随结面积和二极管偏压变化。
对于结面积很小的二极管，在零偏压下CJ的典型值为50Pf。
为了满足电路高线性度的要求，需要对电路的运行、稳定性及噪声处理方面做相应的考虑。
设计一个精密的光检测电路最常用的方法是将一个光电二极管跨接在一个CMOS输入放大器的输入端和反馈环路的电阻之间,如图2.6
图2.6光检测电路
在该电路中，光电二极管工作于光致电压（零偏置）方式。
二极管偏置由运算放大器的虚地维持在零电位上，光电二极管上的入射光使之产生的电流ISC从负极流至正极，由于AD705放大器反相输入端的输入阻抗非常高，二极管产生的电流将流过反馈电阻Rf。
输出电压会随着电阻RF两端的压降而变化。
图中的放大系统将电流转换为电压，即
VOUT=ISC×Rf
（1）
式
（1）中，VOUT是运算放大器输出端的电压，单位为V；ISC是光电二极管产生的电流，单位为A；Rf是放大器电路中的反馈电阻，单位为W。
由于光电二极管的输出电流约为0～30μA，这样，在保证V+IN=0～5V的前提下，选取Rf=150KΩ，此时Vo为0～4.5V。
2.4.1前置放大器的失调电压和漂移分析
图2.7示出光电二极管前置放大器的失调电压和偏流模型。
直流噪声增益=1+R2/R1
折合到输出端的失调
图2.7AD704前置放大器的直流失调误差
在这个电路中有两点重要考虑。
首先，二极管分流电阻（R1）随温度变化——每当温度升高10℃时，其阻值便减小一半。
在室温（+25℃）下，R1=1000MΩ，而在+40℃时则减小到330MΩ。
这对电路的直流噪声增益产生和输出失调电压的影响几乎可以忽略。
例如，在+25℃时直流噪声增益是1.00015，而在+40℃时的噪声增益仍只为1.00045。
利用该电路的第二个困难是，温度每升高10℃，输入偏流IB倍。
偏流产生的输出失调误差等于IBR2。
在室温下偏流为100pA，而在+40℃时的偏流则增大到300pA。
通常，在运算放大器的同相端与地之间增加一个数值等于R1与R2并联值的电阻器（R3），便能抵消大部分温度效应。
然而，由于R1随温度变化，所以这个方法不起作用。
此外，偏流在抵消电阻器R3两端建立一定的电压，此电压也加到光电二极管上，因而使二极管呈现非线性响应。
表2.3中列出折合到输出端（RTO）的总失调电压误差。
可以看出，在+40℃时，总误差为0.114mV。
这个误差是几乎可以忽略的。
在高温下，对误差的主要影响因素自然是偏流。
使放大器工作在较低的电源电压、降低输出驱动要求以及采取散热措施都是减少这种误差的方法。
另外，增加外部失调调零电路也会将由于初始输入失调电压引起的误差减至最小。
表2.3AD704前置放大器的总输出失调误差
0℃
25℃
40℃
失调电压Vos
0.075mV
0.06mV
0.069mV
噪声增益
1
1
1
折合到输出端的Vos误差
0.075mV
0.06mV
0.069mV
偏流IB
20pA
100pA
300pA
折合到输出端的IB误差
0.003mV
0.015mV
0.045mV
折合到输出端的总误差
0.078mV
0.075mV
0.114mV
2.4.2作为输入失调电压源的热电势
在不同的温度下不同金属之间进行电气连接将产生热电势。
例如，铜印制电路板与TO-99IC封装的柯伐（铁镍钴合金）输入引脚的电接触，当两种金属处于不同温度时，可能产生40μV/℃的失调电压。
普通的铅锡焊料与铜一起使用时，将产生1～3μV/℃的热电压。
特殊的镉锡焊料可用来将这个热电压降低到0.3μV/℃。
这个问题的解决方法是，确保与IC的反相和同相输入引脚用相同材料连接，以及印制电路板的热布局应使两个引脚处于相同温度。
2.4.3前置放大器的交流设计、带宽和稳定性
前置放大器的交流设计的关键是了解电路噪声增益随频率的变化情况。
在对数-对数（log-log）坐标上给出增益与频率的关系曲线使分析变得相当简单，对应于图2.8所示的电路的伯德图如图2.9。
噪声增益是与运算放大器输入端相串联的一个小电压源所呈现出的增益。
噪声增益还与同相信号增益（从“A”到输出端的增益）相同。
在光电二极管前置放大器中，来自光电二极管的信号电流经过C2/R2网络。
对信号增益和噪声增益加以区别是非常重要的，因为不管实际信号在何处加入，决定稳定性的正是噪声增益特性。
图2.8通用前置放大电路
图2.9通用的噪声增益（NG）伯德图
系统的稳定性由噪声增益曲线和开环增益曲线在相交处的净斜率决定。
对于无条件的稳定性，噪声增益曲线必须与净斜率小于12dB/倍频程（20dB/10倍频率）的开环响应曲线相交。
虚线表示与净斜率为12dB/倍频程的开环增益曲线相交的噪声增益曲线。
它指出不稳定条件。
这是在光电二极管电路中没有反馈电容器（即C2=0）将发生的情况。
图2.9还给出确定伯德图中的断点和增益值的一般方程。
噪声增益传递函数的零点出现在频率1/2πτ1处，其中τ1=R1∥R2（C1+C2）。
传递函数的极点出现在转折频率1/2πτ2处，其中τ2=R2C2。
若信号在“B”点加入，则转折频率也等于信号带宽。
在低频处，噪声增益为1+R2/R1。
在高频出，噪声增益为1+C1/C2。
在对数-对数坐标上绘曲线只不过是将断点与有45°斜率的线相连接的问题。
噪声增益曲线与运算放大器开环增益曲线相交的点称为闭环带宽。
可以看出，对于在“B”加入的信号，其信号带宽要小得多，为1/2πR2C2。
图2.10示出光电二极管前置放大器在采用实际电路值时的噪声增益曲线。
C2的选择决定了实际信号的带宽，同时也决定了相位容限，在本设计中，选择了106Hz的信号带宽。
需要指出的是，温度变化并不显著影响电路的稳定性。
R1（光电二极管分流电阻）的变化只对低频噪声增益和噪声增益响应中零点频率有影响。
高频噪声增益由比值C1/C2决定。
图2.10在25℃时AD704前置放大器的噪声增益
2.4.4光电二极管前置放大器的噪声分析
对于双极型场效应晶体管（BiFET）输入运算放大器来说，AD704的技术性能已经相当优良：
0.5μVP-P的0.1Hz～10Hz电压噪声以及4Hz的1/f转折频率。
如图2.11和2.12所示，这些特性远小于目前多数精密运放的电压、电流噪声。
图2.11电压噪声密度图2.120.1Hz~10Hz电压噪声
图2.13示出运算放大器的完整噪声模型。
图2.13放大器的噪声模型
该模型包括了电抗元件C1和C2。
为计算每个独立的输出噪声分量，先对噪声谱密度的平方在适当带宽上积分，然后取平方根。
由V1引起的有效值噪声=√∫V1（f）2df
在大多数情况下，通过考察叠加在噪声增益曲线上的各个单独的谱密度曲线既可以完成这个积分。
然后，以和的平方根方式将各分量进行组合，便得到总的输出噪声。
由于AD704的0.1Hz～10Hz电压噪声仅为0.5μVP-P以及4Hz的1/f转折频率，其总的输出电压噪声约为10μV，完全可以忽略不计。
电阻器的热噪声（又称Johnson噪声）谱密度由下式给出：
Vr=√4kTR
式中，k是玻尔兹曼常数（1.38×10-23J/K），T是绝对温度（K）。
电阻R2的热噪声经计算约为50nV。
由于同相输入端接地，故同相输入电流噪声为零。
2.4.5前置放大电路的最终设计
图2.14示出光电二极管电路的最终设计图
图2.14前置放大电路的最终设计图
在0～+40℃温度范围内输入电压的总漂移为0.114mV，总的输出电压噪声约为20μV，将输出电压噪声除以反馈电阻R2的阻值，便得到总的输出电压为20μV时的输入灵敏度，这就得出130pA的最小可检测二极管电流。
利用12位模数转换器ADS7864对5V满刻度进行数字化，则最低有效位的权重是1.2mV，输出噪声电平远低于这个数值。
3A/D转换器的选用及外围电路设计
根据实际系统的需要，A/D转换器用ADS7864，单片机用最常见的89C51。
3.1ADS7864芯片简介
ADS7864是德州仪器（TI）公司burr-brown产品部最新推出的快速6通道全差分输入的双12位高性能A/D转换器，片上带2.5V基准电压源，可用作ADS7864的参考电压。
模拟输入经过采样保持放大器后仍然是全差分的，一直维持到A/D转换器的输入。
在50kHz时仍能提供高达80dB的优良共模抑制比，在高噪声环境下起重要作用。
ADA7864具有的并行接口带6个FIFO寄存器，便于快速取得数据。
它能与TMS320C5000DSP紧密配合。
它采用48引脚TQFP封装，价格很具竞争力。
每片ADS7864实际由2个转换速率为500ksps的ADC构成，每个ADC有3个模拟输入通道，每个通道都有采样保持器，2个ADC组成3对模拟输入端，可同时对其中的13对输入信号同时采样保持，然后逐个转换。
由于6个通道可以同时采样，很适合用来转换四象限光电探测器的4路光电信号，剩下2个通道作系统扩展用。
特性：
*6通道同时采样
*全差分输入
*每个通道转换时间2μs
*保证无失码
*并行接口
*低功耗：
50mW
*6个FIFO寄存器
3.2ADS7864的内部结构
ADS7864的内部结构如图3.1所示：
图3.1ADS7864的内部结构
3.3ADS7864的工作原理
ADS7864包含2个可同时工作的12位A/D转换器，其3个保持信号（HOLDA、HOLDB、HOLDC）选择输入的多路开关并且启动A/D转换。
这3个保持信号同时有效就可以同时保持6路输入信号，转换的数据分别存放在6个寄存器中。
1.模拟输入信号
模拟信号输入一般有两种方法，即单端输入和差分输入。
单端输入时-IN输入端保持在共模电压，+IN输入模拟信号；差分输入时，输入信号的幅值为+IN与-IN输入的差。
2.启动A/D转换
当保持信号HOLDX变为低电平时，对应的输入信号立即被保持，只要这时ADC是空闲的，即可以进行A/D转换。
如果这是已有其他的通道处于保持态，则该通道将等待前面的通道完成转换后才能进行A/D转换。
如果在一个时钟周期各通道都处于保持态时，则通道A先进行转换，接着通道B，最后是通道C。
另外，如果一个通道正在进行A/D转换时，该通道又产生了保持有效信号，则这次保持信号无效。
在通道没有启动一次新的转换时，保持信号可以保持低电平，但是要重新启动一次新的转换，则要使保持控制信号HOLDX先变为高电平（≥15ns），然后再变为低电平才会有效。
3.数据输出
ADS7864有16位数据输出线，其中D15表明数据是否有效（有效为“1”），D14、D13、D12用于表示通道（如表3.1所示），其余的D11～D0为该通道转换的数据值。
16位输出数据为三态，当微处理器或DSP读数据时，RD，CS控制信号应为低电平。
表3.1通道真值表
数据通道
DB14
DB13
DB12
A0
0
0
0
A1
0
0
1
B0
0
1
0
B1
0
1
1
C0
1
0
0
C1
1
0
1
ADS7864的输出数据有3种模式，这是由A2、A1、A0来选择的，如表3.2所示：
表3.2选择通道/模式真值表
选择通道/模式
A2
A1
A0
A0
0
0
0
A1
0
0
1
B0
0
1
0
B1
0
1
1
C0
1
0
0
C1
1
0
1
循环模式
1
1
0
FIFO模式
1
1
1
当A2A1A0=000～101时，用于选择一个特定的通道；A2A1A0=110时为循环模式，即读数据的过程为A0—A1—B0—B1—C0—C1—A0……
A2A1A0=111时为FIFO模式，即先转换的数据先读出。
4.时钟信号
ADS7864工作时需要一个外部时钟信号配合，最大输入时钟频率为8MHz,最小时钟周期为125ns，且每周期高电平、低电平持续时间最小为40ns。
5.复位信号
当RESET引脚收到一个低电平时ADS7864将复位，复位时，ADS7864将清空所有内部输出寄存器，停止所有正在进行的转换并关闭采样开关。
复位信号必须持续低电平至少20ns。
当进行下一次A/D转换时，复位信号必须返回高电平并至少
升级会员 