一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST变换概要.docx

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一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST变换概要

第２６卷第９期２００６年５月

文章编号：

０２５８—８０１３（２００６）０９—００９４—０５

中国电机工程学报

ＰｒｏｃｅｅｄｉＩｌｇｓ

、，ｂ１．２６Ｎｏ．９Ｍａｙ２００６＠２００６Ｃｌｌｉｎ．Ｓｏｃ．五０ｒＥｌｅｃ．Ｅｎｇ

ｏｆｍｅ

ＣＳ髓

文献标识码：

Ａ

中图分类号：

ＴＭ６２４学科分类号：

４７０．４０

一种新颖的升压型电压调整器一两相交错

并联耦合电感ＢＯＯＳＴ变换器

胡庆波，瞿

博，吕征宇

（浙江大学电力电子国家专业实验室，浙江省杭州市３１００２７）

ＡＮｏＶｅｌＳｔｅｐ－ｕｐ

Ｖ】王Ｍ——Ｔｗｏ—ｐｈａｓｅ

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ＩｎｔｅｒｌｅａＶｅｄＣｏｕｐｌｅｄ－ｂｏｏｓｔＣｏｎＶｅｒｔｅｒ

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关键词：

升压型电压调整器，交错并联，耦合电感，有源钳位

ｂａｔｔｅｒｙｇｒｏｕｐｕｓｅｄｉｎｓｅｒｉｅｓ，ｂｕｔｂａｔｔｅｒｙｃｅＵｖ０１ｔａｇｅｉｓ

ｍｉｓｐｒｏｂｌｅｍ，ｔｌｌｉｓｐａｐｅｒｉｎ廿ｏｄｕｃｅｓ

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ｃｏｕｐｌｅｄ—ＢｏｏｓｔｃｏｎＶｅｎｅｒ，ａｎｄ

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引言

随着蓄电池的大量使用，蓄电池的使用寿命越

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ｃａｎ

ｂｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｏｐｅｒａｔｅｓａｔＶｏｌｔａｇｅｇａｉｎ

来越得到人们的关注。

目前，蓄电池在使用过程中通常采用串联的工作方式，这种方式下串联组内蓄电池均以同样大小的电流进行充放电。

因此，由于单体蓄电池性能的差异，从而蓄电池组内性能较差的电池容易先损坏，通常情况下就使整组蓄电池报废。

因此，这个串联使用蓄电池的方法存在大量的能源浪费。

而采用单体蓄电池或并联蓄电池的工作方式可以避免上述问题，但是目前单体蓄电池电压偏低，如镍氢蓄电池只有１．２Ｖ，锂电池３．６Ｖ，燃料电池

２．４

Ｖｅｒｙｌｌｉｇｈ．Ｕｓｉｎｇ

ａ

ｃｏｕｐｌｅｄ－ｂｏｏｓｔｔｏｐｏｌｏｇｙＶｏｌｔａｇｅｓｐｉｋｅｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓ

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Ｖ。

因此如何高效的对单体蓄电池进行能量变换

摘要：

单体蓄电池的使用寿命高于串联使用的蓄电池组，但是单体蓄电池普遍存在电压偏低的问题。

针对这一问题选用一种新型的升压电路结构，即两相交错并联耦合电感Ｂ００ｓＴ变换器，通过改变耦合电感匝比来获得不同的输出电压。

在传统两相交错并联ＢＯＯｓＴ变换器中，当输入输出电压增益较高时，电路的占空比调节范围较小。

通过采用耦合电感的方法可以扩展电路的占空比，但由于漏感能量的存在会造成开关管上较大的电压尖峰。

该文提出一种在两相交错并联耦合电感结构的变换器中利用相邻相开关管作为钳位管的方法，该方法只需增加一个电容元件即可实现电路的有源钳位功能。

理论分析和实验结果均表明该变换器对抑制开关管电压尖峰有很好的效果。

是一个值得研究的问题。

目前，从ＶＩ洲技术来看，

可以从１２Ｖ降到１．２Ｖ，甚至Ｏ．９Ｖ，其效率可以达

到８０％。

已有文献对ＶＲＭ技术中的拓扑改进，控

制策略，磁元件的集成等进行了大量的研究，取得了许多成果［１Ｊ

０１。

本文在借鉴了删技术的基础上

提出一种新型升压结构的ＶＲＭ，该变换器采用交错并联技术来减少电感电流的纹波脉动，采用耦合电感技术¨１。

１５１来扩展变换器的占空比。

同时，针对耦合电感变换器中存在的电压尖峰问题，本文采用增加电容钳位的方法，在无需增加电路有源开关的前提下，通过相邻相开关管实现电路的有源钳位功能，从而对主管电压尖峰进行抑制，电路简单实用。

理

基金项目：

国家自然科学基金项目（５０２３７０３０ｚＤ）。

Ｐｒｏｊｅｃｔ

ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ

ｂｙＮａｔｉｏｎａｌ

ＮａｔｕｍｌｓｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆｃｈｉｎａ

论分析和实验结果均表明该变换器在实现升压功能的同时，能对开关管电压尖峰进行有效地抑制。

ｆ５０２３７０３０ＺＤ）．

万方数据　

第９期胡庆波等：

一种新颖的升压型电压调整器一两相交错并联耦合电感Ｂ００ｓＴ变换器

９５

１

两相交错并联ＢＯＯＳＴ变换器

１．１

传统两相交错并联ＢＯＯＳＴ变换器

图１是两相交错并联ＢｏＯＳＴ变换器的电路图。

通过并联可以减少每路工作电流，并且当占空比为０．５时可以消除输入电流脉动。

但是，在本文的应用中，由于输入输出电压增益较大，从而正常工作时电路占空比已经接近于１，因此，在消除电流脉动方面效果不明显。

交错并联电路中输入输出电压关系如下：

Ｕ。

／玩＝１“１～Ｄ）

（１）

图１两相交错并联ＢｏｏＳＴ电路

ｎｇ．１Ｔｗｏ－ｐｈａｓｅｉｎｔｅｒｌ明Ｖｅｄ＿ｂｏＯｓｔｄｒｃｕｉｔ

１．２耦合电感ＢＯＯＳＴ变换器

文献［１５】对如何扩展电路占空比进行了研究，可以采用耦合电感的方式来扩展电路占空比。

这种方式对原先交错并联的电路修改较少。

图２是耦合电感ＢＯＯＳＴ电路，这里定义耦合电感的匝比为

刀＝厶／厶。

图２两相交错并联耦合电感ＢｏｏｓＴ变换器

Ｆｉｇ．２

Ｔ钾ｏ－ｐｈａｓｅ

ｉｎｔｅｒｌ魄Ｖｅｄｃｏｕｐｌｅｄ－ｂｏｏｓｔｃｏｎＶｅｒｔｅｒ

在图２所示的两相交错并联耦合电感ＢｏｏＳＴ变换器中，直流增益是占空比Ｄ和耦合电感匝比

ｎ：

丝：

丝的函数，表示如下：

Ｎ¨

Ｎ

Ｔ、

Ｕ。

／Ｕ６＝１＋尼Ｄ／（１一Ｄ）

（２）

当Ｄ一定时，可以通过调整，ｚ来获得更高的输出电压。

１．３电压尖峰问题

在两相交错并联耦合电感ＢＯＯＳＴ电路中，由

万　

方数据于电感和开关管串联，因此当开关管关断时会产生

一个巨大的电压尖峰。

图３中魄１和％ｓ分别是开

关管Ｓ．两端的驱动和漏源极（ＤＤ两端电压波形，可以很清楚的看到管子关断时存在很大的电压尖峰。

通过增加钳位或吸收电路可以抑制这一尖峰。

但是，这需要增加较多的无源或有源器件，同时也增加了变换器的复杂性。

５ｕｓ，格

图３开关管的驱动和粥波形Ｆｉｇ．３

Ｗａｖｅｆｂ珊ｏｆｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｌｌｉｎｇ２

电容钳位式交错并联耦合电感ＢＯＯＳＴ变换器

为了解决上面提到的电压尖峰问题，本文提出了一种采用电容钳位的交错并联耦合电感ＢＯＯＳＴ变换器。

参照有源钳位的电路结构，可以在每相的主开关管上增加一个钳位电路，如图４所示。

每相电路均有一个由电容和ＭＯＳＦＥＴ组成的有源钳位电路。

工作时电容电压恒定，可以当作电压源。

钳位管Ｓ５、Ｓ６具有和Ｓ２、Ｓ４相同的驱动脉冲。

当主管ＳＩ、Ｓ３关断时，电感能量使Ｓ５、Ｓ６的体二极管导通，从而Ｓｌ和Ｓ３ＤＳ间电压为输

入电压和钳位电容电压之和，电感能量储存到钳

位电容上从而循环利用。

由于图４的钳位电路需要每相均增加钳位管和

电容，这对于两相交错并联的ＢＯＯＳＴ电路来说，需

要增加较多的元件，这将使原本复杂的电路更为复

杂。

因此本文提出一种利用相邻相的开关管来作为钳位管的控制方法，如图５所示。

图中Ｓ１、Ｓ３具有两个功能，在作为各自相的主开关外，它们还对相邻相起到了有源钳位的作用，该拓扑在无需增加电路开关元件的前提下实现了每相电路的有源钳位功能。

下面来进行电路的稳态分析，电压电流的方向

如图６所示。

这里把钳位电容电压当作恒压源处理，所有的半导体开关均为理想开关。

图７画出了主要的工作波形，图８是各个阶段的等效电路图，其工作过程能简单地描述如下。

阶段Ｉ（“一＾）

９６

中国电机工程学报

这一阶段是电感厶储能，如图８（ａ）所示，Ｓ】、Ｓ４导通，Ｓ２、Ｓ３关断。

输入电压通过Ｓｌ对厶储能，厶通过Ｓｌ放出能量，同时匕通过Ｓ４对输出负载放

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第２６卷

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图４

Ｆｉｇ．４

有源钳位交错并联耦合电感ＢｏｏｓＴ变换器

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图７变换器的主要工作波形

ｎｇ．７

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ｏｐｅｍｔｉ蛐ｗａＶｅｆｏｒｍｓｏｆｐｒｏｐｏｓｅｄｃｏｎＶｅｎｅｒ

出能量。

这一阶段持续到ｓｌ关断，ｓ２导通为止。

阶段Ⅱ（‘一岛）

这一阶段是电感Ｌ５放出能量，如图８（ｂ）所示，Ｓ２、Ｓ４导通，Ｓｌ、Ｓ３关断。

厶通过Ｓ３的体二极管放出能量，Ｓｌ两端的电压为输入电压和电容Ｃｚ电压

图５

电容钳位型交错并联耦合电感ＢｏｏＳＴ变换器

Ａｃ廿ｖｅ

之和，同时如、厶分别通过Ｓ２、Ｓ４对负载放出能量。

这一阶段持续到Ｓ３的体二极管关断为止。

阶段ＩⅡ（岛一如）

Ｆｉｇ．５

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这一阶段是电感Ｌ５储能，如图８（ｃ）所示，Ｓ２、

Ｓ４导通，Ｓｌ、Ｓ３关断。

如、厶分别通过Ｓ２、Ｓ４对负

载放出能量，输入电压通过Ｌ５、厶对ｃ２充电。

这一阶段持续到Ｓ３导通为止。

阶段Ⅳ（岛一ｆ４）

这一阶段是电感厶放出能量，如图８（ｄ）所示，

图６变换器的稳态分析图

Ｆｉｇ．６

Ｓ２、Ｓ３导通，Ｓ１、＆关断。

电感厶通过Ｓ３放出能量，输入电压通过Ｓ３对厶储能，同时如通过Ｓ２

ＳｉｍｐＩｍｅｄｃ蚰Ｖｅｎｅｒｆｏｒｓｔｅａｄｙ—ｓｔａｔｅ釉ａｌｙｓｉｓ

图８变换器各阶段等效电路

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万方数据　

第９期胡庆波等：

一种新颖的升压型电压调整器一两相交错并联耦合电感ＢＯＯＳＴ变换器

９７

对负载放出能量。

这一阶段持续到Ｓ。

关断为止。

阶段Ｖ（ｆｄ一氏）

形，由于有限的电容值，其电压存在脉动，平均值为输入电压。

图１３是电感Ｌ，两端的电压波形，图１４是当电路占空比为Ｏ．２５时开关管Ｓ１两端的波形，

同阶段ＩＩ类似，这一阶段是电感ｋ放出能量，

如图８（ｅ）所示，Ｓ２、Ｓ４导通，Ｓ１、Ｓ３关断。

厶通过

其中玑，是Ｓ・的驱动波形，Ｕｎ。

是Ｓ１经电容钳位后

ＤＳ两端的电压波形。

从图中可以清楚的看出图８Ｓｌ的体二极管放出能量，ｓ３两端的电压为输入电压

和电容ｃ２电压之和，同时Ｌ２、厶分别通过Ｓ２、Ｓ４对负载放出能量。

这一阶段持续到Ｓ。

的体二极管关断为止。

阶段ＶＩ（氏一芘）

同阶段ＩⅡ类似，这一阶段是电感厶储能，如图８（ｆ）所示，Ｓ２、Ｓ４导通，Ｓｌ、Ｓ３关断。

如、厶分别通过Ｓ２、Ｓ。

对负载放出能量，输入电压通过厶、Ｊ乙６

对ｃ２充电。

这一阶段持续到Ｓ】导通为止。

下面来推导上述变换器的稳态增益方程，这里

考虑电容稳态工作时电压恒定，即Ｕ。

＝巩。

下面

写出每个状态时电感厶两端的电压表达式。

ｆ０一ｆ１：

ｕＬ５＝厶／（厶＋厶）‘ｕ６（３）＾一乞：

ｕＬ５＝一Ｕｄ～玑２＋（砜一％）／，ｌ

（４）

如一ｆ３：

ＵＬ５＝（Ｕ。

一Ｕ６）／，ｌ

（５）

如一‘：

ＵＬ５＝一Ｕ。

２＋（Ｕ。

一％）／咒

（６）ｆ４一ｆ５

ＵＬ５＝Ｕｄ＋Ｕ６＋（Ｕ。

一Ｕ６）／ｎ

（７）

％一气

ＵＬ５＝（Ｕ。

一Ｕｂ）／ｎ

（８）

其中，魄是开关管体二极管的导通压降。

因此对电感￡ｓ在一个开关周期内进行电压积分，可以获得表达式

玑＝厶“厶＋厶）×昆Ｄ（１一Ｄ）・％＋％

（９）

根据上式，当占空比Ｄ＝Ｏ．４５，ｎ＝３，厶／厶＝

１，９，主管Ｓ，和Ｓ３的电压应力为阢，＝巩＋Ｕ２。

３实验结果

实验中采用两节１．２Ｖ／１００Ａｈ镍氢蓄电池串联作为输入电压，变换器的控制芯片采用Ｆ２４０７ＡＤＳＰ，开关管工作频率５０ｋＨｚ。

电感厶＝厶＝

４．５

ｐＨ厶＝厶＝４０．５“Ｈ，Ｑ＝３０心，整个变换器

工作在开环方式下，输出占空比０．４５，耦合电感匝

比以＝３。

图９所示是Ｓ。

两端的电压波形，其中酞，

是Ｓ】的驱动波形，ＵＤ。

是Ｓｌ经电容钳位后ＤＳ两端的电压波形。

图１０是图９的局部放大，从ＵＤ。

中可以看出有一段体二极管导通的时间，这也正是采用电容钳位所必须的。

图１１是不采用电容钳位时

的波形，其中Ｕ。

，是ｓｌ的驱动波形，ｕＤ。

是开关管

两端的电压波形，从图中可以看出，开关管两端有很高的电压尖峰。

图１２是钳位电容两端的电压波

万　

方数据所示的６个电路状态。

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图９电容钳位后开关管两端电压波形

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图１０电容钳位后开关管两端电压波形Ｆｉｇ．１０Ｗａｖｅｆｏｍｏｆｐｏｗｅｒｓ稍ｔｃｈｉｎｇ

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图ｎ没有电容钳位时开关管两端电压波形

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图１２钳位电容两端电压波形

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中国电机工程学报

第２６卷

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图１４占空比Ｏ．２５时开关管两端波形

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Ｗａｖｅｆｏ咖ｏｆｐｏｗ盯ｓ诵ｔｃｈｉｎｇｗｈ蛐ｄｕ锣呵ｄｅ

ｉｓＯ．２５

４结论

本文提出在两相交错并联电路中采用耦合电感的方式，扩展了电路的占空比。

另外，在两个相邻变换器之间加入电容作为电压钳位，可以有效地抑制开关管两端的电压尖峰。

理论分析和实验结果均表明采用电容钳位耦合电感的ＢｏＯＳＴ变换器在完成升压的同时可以对开关管两端的电压尖峰有很好的抑制效果。

参考文献

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Ｚｈｏｕ，ＷｏｎｇＰｉｔ—Ｌｅｏｎｇ，ＸｕＰｅｎｇ，ｅｔａ１．ＩｎＶｅｓｔｉｇａｔｉｏｎｏｆ

ｃａＩｌｄｉｄａｔｅ

ＶＲＭｆｏｒｆｕｔＩｌｒｅｍｉｃｍｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ

Ｔｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒ

Ｅｌｅｃ虹Ｄｎｉｃｓ，１５ｆ６）：

１１７２－１１８２．

［８】

Ａｂｕ—Ｑａｌｌｏｕｑ

ＪＡ，ＰｏｎｇｒａｔａｎａＩｌｕｋｕｌ．Ｎ，ＢａｔａｒｓｅｈＩ，ｅｔａ１．Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ

ｖｏｌｔａｇｅ—ｍｏｄｅ

ｈｙｓｔｅｒｅｔｉｃ

ｃｏｎｔｍｌｌｅｄＶＲＭｗｉｔｈＤＳＰｃｏｎｔｒｏｌ

ａｎｄｎｏＶｅｌ

ｃｕ玎ｅｎｔ

ｓｈａｒｉｎｇ【Ｃ】．ｉｎＰｒｏｃＩＥＥＥＤｅＶｉｃｅｓ，Ｃｉｒｃｕｉｔｓａｎｄｓｙｓｔｅｍｓ，

Ｃｈｅｎｇｄｕ，Ｓｉｃｈｕａｎ，Ｃｈｉｎａ，２００２，

ｌ一７．［９】

Ｃ印ｐｏｎｉＧ，ＬｉｖｒｅｒｉＰ，ＭｏｃｃｉａｍＩ，ｅｔａ１．Ａ

５－Ｖ，１．５・Ｖ，６０ＡｉｎｔｅｒｌｅａＶｅｄ

ｆｏｕｒ＿ｐｈａｓｅｓ

Ｖｏｌｔａｇｅ

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ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ【Ｃ］．ｉｎＰｒｏｃ．ＩＥＥＥＣｉｒｃｕｉｔｓａｎｄ

ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｓｙｄｎｅｙ，Ａｕｓｔｒａｌｉａ，

２００ｌ，９４８．９５１．

［１０］

Ｙｕｒｉ

Ｐａｎｏｖ，

ＭｉｌａｎＭ．

Ｊｏｖａｎｏｖｉｃ．

Ｄｅｓｉｇｎ

ｃｏｎｓｉｄｅｍｔｉｏｎｆｏｒ

１２一Ｖ，１５一Ｖ，５０Ａ

ｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｏｒ

ｍｏｄｕｌｅｓ【Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｌｌｓ

ｏｎ

Ｐｏｗｅｒ

Ｅｌｅｃｔｍｎｉｃｓ，２００１，１ｌ（２）：

７７６－７８３．

［１１］许峰，徐殿国，柳玉秀．一种新型的全桥零电压零电流开关ＰｗＭ

变换器【Ｊ］．中国电机工程学报，２００４，２４（１）：

１４７－１５２．

Ｘｕ

Ｆｅｎｇ，ＸｕＤｉａｎｇｕｏ，Ｌｉｕ

Ｙｕｘｉｕ．ＡＮｏＶｅｊ

Ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅａｎｄ

Ｚｅｍ—Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＺＣＳ）Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ

ＰＷＭＣｏｎＶｅｒｔｅｒ［Ｊ］．

Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｌｌｅ

ＣＳＥＥ，２００１４，２４（１）：

１４７一１５２（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）．

【１２］林国庆，陈大华，陈和平．车用金灯电子镇流器研究【Ｊ】．中国电

机工程学报，２００４，２４（１０）：

１３９．１４２．

ＬｉｎＧｕｏｑｉｎｇ，ＣｈｅｎＤａｈｕａ，Ｃｈｅｎ

Ｈｅ—ｐｉｎｇ．Ｒｅｓｅａｒｃｈ

ｏｎＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＢａｌｌａｓｔｆｏｒ

ＡｕｔｏｍｏｔｉｖｅＭＨＬａｍｐ［Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ

ｏｆ山ｅ

ＣＳＥＥ，

２００４，２４（１０）：

１３９一１４２（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）．

［１３】石健将，何湘宁，严仰光．耦合电感并一串型双管正激组合变换

器研究【Ｊ】．中国电机工程学报，２００４，２４（１０）：

１５８－１６１．

ｓｈｉ

ＪｉａｎｊｉａＩｌｇ，Ｈｅ

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ｃｏｕｐｌｅｄ—ｉｎｄｕｃｔｏｒ［Ｊ］．

Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ

ＣＳＥＥ，２００１４，２４（１０）：

１５８一１６ｌ（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）．

【１４］张方华，严仰光．一族正反激组合式双向Ｄｃ—ＤＣ变换器【Ｊ］．电机工程学报，２００５，２４（５）：

１５７一１６２．

ｚｈａｎｇ

ＦａｆＩ曲ｕａ，Ｙａｎ

ＹａｒＩｇｇｕａｎｇ．Ａｆａｍｉｌｙ

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ｆｏ州ａｒｄ－ｎｙｂａｃｋｈｙ嘶ｄ

ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＤＣ—ＤＣ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ

ｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２００５，

２４（５）：

１５７—１６２（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）．

【１５］

Ｍｉｄｄｌｅｂｒ００ｋＲ

Ｄ．