从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤.docx

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从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤

从《精通开关电源设计》整理出的“反激变换器的设计步骤

齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：

0.设计前需要确定

的参数

开关管Q的耐压值：

Vmq

输入电压范围：

Vinmin〜Vinmax

输出电压Vo

电源额定输出功率：

Po（或负载电流Io）

电源效率：

X

电流/磁通密度纹波率：

r（取0.5，见注释C）

工作频率：

f

最大输出电压纹波：

Vopp1.齐纳管DZ的稳压值Vz

Vz2.一次侧等效输出电压Vor

Vor=Vz/1.4（见注释A）3.匝比n（Np/Ns）

般取0.5〜1V。

4.最大占空比的理论值Dmax

Dmax=Vor/（Vor+Vinmin），此值是转换器效率为100%时的

理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

上面是先试着确定Vz,也可以先试着确定n,原则是n=Vin

/Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，

Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的

选择。

5.负载电流Io

Io=Po/Vo,如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

6.一次侧有效负载电流Ior

Ior=Io/n，由IorXNp=IoXNs得来。

7.占空比D

D=Iin/（Iin+Ior），其中

lin=Pin/Vin，而Pin=Po/X。

这

里Vin取Vinmin。

（见注释B）8.二次电流斜坡中心值Il

Il=Io/（1-D）9.一次电流斜坡中心值

Ilr

Ilr=Il/n10.峰值开关电流Ipk

Ipk=（1+0.5Xr）XIlr11.伏秒数

Et

Et=VinminXD/f，（Et=VonX

Ton=VinminXD/f）

12.一次电感Lp

Lp=Et/（IlrXr）13.磁芯选择

（1）Ve=0.7X（（（2+「）八2）/r）X（Pin/f）,Ve单位cmT;

f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积Ve,寻找符合此要

求的磁芯。

（见注释D）

（2）最适合反激变压器的磁芯是“ECores”和“UCores”,

“ETD'、”ER'、“RM'这三种用于反激性能一般，而“PlanarE”、

“EFD'、”EP'、“P'、”Ring'型不适合反激变压器。

14.一次

xf），其中

3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。

匝数Np

Np=（1+2/r）X（VonxD）/（2xBpkxAe

Von=Vinmin-Vq，Vq是开关管Q的导通压降；

Bpk不能

超过0.3T,一般反激变压器取0.3T;Ae是磁芯的有效截面

积，从所选磁芯的参数中查的。

（公式推导见注释E,说明见

注释F）15.二次匝数Ns

Ns=Np/n，此值小数不可忽略时向上取整，女n1.62T取2T,

然后重新计算Np=Nsxn。

16.匝数调整后实际磁通密度变化范围验证

Bpk=Bpk0xNp0/Np，Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰

值和一次匝数。

（根据：

Bpk与匝数成反比）

dB=（2r/（r+2））XBpk17.气隙系数z

u是磁

z=（1/Lp）X（uXu0XAe/le）xNpA2,其中芯材料的相对磁导率，Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有

效长度，这些参数由磁芯手册提供，u0是真空磁导率，值为

注释G）19.绕组导线的集肤深度hh=66.1X（1+0.0042X（T-20））/怦0.5，所得单位为mm,其中T是工作温度，可取80，即最高环境温度40摄氏度时

2h。

可以有40度的温升。

20.绕组导线的线径dd=2h，若选用铜皮，则铜皮厚度同样按此计算，即

21.绕组导线的电流承载能力Im

Im=PIX（d/2）A2XJ,其中J是电流密度，反激变压器

般取典型值493A/cm^2（400cmil/A）。

22.一次绕组导线的股数Mp

Mp=Ilr/Im23.二次绕组导线的股数Ms

Ms=Il/Im24.确定变压器组装结构根据上面计算的变压器各项参数，合理安排绕组排列、绝缘

安排等，绕组安排（从磁芯由近及远）可参考如下：

2）二次，反馈，一次，这种排法有利于一次绕组对磁芯

的绝缘安排。

半一次，二次/反馈，一半一次，这种排法有利于减

少漏感。

25.输出二极管的额定电流Idm

Idm=2XIo（见注释H）26.输出二极管的额定电压Vdm

Vdm=（1+20%）X（Vo+Vinmax/n）（见注释I）27.开关

管的额定电流Iqm

Iqm=2XllrX（DX（1+「八2/12））八0.5（见注释J）28.开

关管的额定耐压Vqm

Vqm=（1+20%）X（Vor+Vinmax）（见注释K）29.输入电容值Cin

Cin=KcpXPo/X，系数Kcp取经验值3uF/W。

30.输

入电容额定电流纹波Icind

Icind=Ilr（DXX1-D+「八2/12））八0.5（见注释L）31.输入

电容的耐压Vcin

Vcin=（1+30%）XVinmax，30%为保留裕量。

32.输出电容值Co

Co=IoXD/（fXVopp），（见注释M）33.输出电容额定电流纹波Icod

Icod=IoX（（D+「八2/12）/（1-D））A0.5（见注释N）34.输

出电容的耐压Vco

D1的耐压Vd1

极管的电流Id1

Llk=LpX0.05，根据经验取一次电感的5%，一般反激变

压器为2%〜20%。

38.齐纳管功率Pz

Pz=LIkXIp"2X（Vz/（Vz-Vor））Xf,此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。

（见注释A）

齐纳管损耗可能会比较大，以致无法找到合适器件，所以需

电路对漏感尖峰进行吸收，下面的计算针对此RCD电路。

RCD吸收漏感能量的反激变换器：

39.RCD电路电容最大电压Vcmax（见注释P）

Vcmax=Vor/D40.RCD电路电容值Crcd（见注释P）

Crcd=Ip"2XLlk/（Vcmax^2x（1-“（2xln（D）/（1-

D）））41.RCD电路电阻值Rrcd（见注释P）

Rrcd=（D-1）/（CXfxln（D））42.RCD电路电阻功率Pr

见注释P）

Pr=LlkXIp"2Xf,此值为2倍的电阻实际消耗功率，

以留出足够裕量。

如果漏感损耗较大，或考虑进一步提高效率，齐纳管钳位和

RCD吸收都无法满足要求，可以考虑LCD无损吸收网络，它可以把漏感能量重新返回输入电容，下面的计算针对此部分。

LCD无损吸收的反激变换器：

43.缓冲电容低压

Vcr0（见注释Q）

Vcr0=Vor（根据情况可选择略高于此值）44.缓冲电容高压Vcr1（见注释Q）

Vcr1=kXVcrO,k是系数，可根据情况选1.5〜3,也可以

更高，但需注意Q的耐压。

45.缓冲电容值Cr（见注释Q）

Cr=LlkXIp"2/（Vcr1^2-Vcr0^2）46.储能电感值Lr（见注释Q）

Lr=Lr=22/（CrX怦2X（arccos（VcrO/Vcr1））^2）47.储能电感额定电流Ilrm（见注释Q）

Ilrm=1.5（CX/Lr）^0.5VcrXSin（D/（fX（LrX

Cr）A0.5）），此值为最大电流值的1.5倍，考虑了留出裕量。

至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。

注释

A齐纳管钳位损耗Pz=0.5XLlkXIp"2X（Vz/（Vz-Vor））Xf,其中Llk是所有漏感--不只是一次漏感LIkp,

则所有

Ipk是一次电流的峰值。

通过此式可看出若Vz接近Vor，则

损耗巨大；若以Vz/Vor为变量画出钳位损耗的曲线，情况下，Vz/Vor=1.4均为曲线上的明显下降点。

B1.变压器中电流情况有Iin/D=Ior/（1-D），由此得D=

Iin/（Iin+Ior）；2.所有设计均在Vinmin下进行。

C设计离线变压器时，考虑降低损耗、减小体积等原因，通常将r设定为0.5左右。

D反激电源变压器一般绕线不成问题，即不大设计窗口面积使用问题，所以不必用AP法。

EVon=NpXAeX（dB/dt）->VonXdt=NpXAeX

dB->Np=（VonXdt）/（dBXAe）=（VonXD/f）/（dBX

BpkXAeXf）=（1+2/r）（VonXXD）/（2BXpkXAeXf）

FNp计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变

压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np,可以考虑增

大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决

问题。

择。

损耗是Pd=IoXVd，而二极管正向压降Vd随其额定电流

IBuck-boost中

二极管最大承压是Vinmax+Vo，在反激中

Vinmax折算到二次侧为Vinmax/n，同时给额定值留出20%

的裕量,所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm=Vdm=（1+20%）X（Vo+Vinmax/n）。

J对所有拓扑，开关管有效值电流在Dmax处最大，且Iqrms

=ll_dmaxX（DmaxX（1+r_dmax^2/12））^0.5，开关管的

此压降随开关管的额定电流增大而减小，所以折中选择开关

管的额定电流为2XIqrms。

KBuck-boost

中开关管最大承压是Vinmax+Vo，在反激变

换器中Vo折算到一次侧为Vor，同时给额定值预留20%的

裕量，所以最终选择开关管的耐压为Vqm=（1+20%）X（Vor+Vinmax）

LBuck-boost中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax，

其值为Irms_cin=Il_dmaxX（DmaxX（1-Dmax+r_dmax^2/12））^0.5,一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。

M根据如下：

Co实际上需要维持t_on时的电荷流失，此电

荷量为dQ=IoXt_on，而此时电容电压的变化是dUco=

dQ/Co=Vopp,由此得Co=loXt_on/Vopp。

为lrms_co=IoX（（Dmax+r_dmax^2/12）/（1-

Dmax））A0.5,一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。

O考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%，仅为估计，无计算根据。

PRCD电路的分析和计算如下：

1）工作过程：

开关管截止后，漏感电流通过D对C迅速

2）充电过程时间很短，相对整个周期可以忽略。

3）C不能太大，否则吸收能量过多，影响变压器能量传递，同时R成为变换器的死负载。

4）R不能太小，否则放电太快，C电压降到反射电压（Vor）

时R开始消耗二次传过来的能量，所以R要使C的放电电

压在开关导通时不小于反射电压。

根据以上分析，计算推导如下：

Vcmax>Vor，把Vc线性化，可得Vcmax/Vor=T/t_ON,

T为开关周期，t_ON为开关导通时间，由此得

Vcmax=Vor/D（式1）

当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有：

VcmaxXeA（-（1-D）XT/（RXC））=Vor，由T=1/f整理得

RXC=（D-1）/（fXln（D））（式2）

Vc的最小值Vcmin=VcmaxX"（-T/（RXC））（式3）

此时漏感能量全部被RC电路吸收，有如下方程：

0.5Xlk怕"2=0.5CXXVcmax^2-Vcmin^2）（式4）

整理式3和式4可以得到

C=Ip"2Xk/（Vcmax^2（1Xe^（2ln（X）/（1-D）））

由上式和式2可以得

R=（D-1）/（CfXln（D））电阻R消耗的功率是Pr=0.5XLlkXIp"2Xf

QLCD无损吸收网络的分析和计算：

（1）开关管截止时，方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电，把漏感能量

储存于Cr;另一方面，Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电

源输入电容C_INo

2）开关管导通时,Cr通过D2、Lr进行放电,把能量传递给Lr，能量由电容电压转换为电感的电流能量。

（3）稳态下，设Cr开始充电（Q截止）时电压是VcrO,充

电结束时电压是Vcr1，则为了不吸收便压器正常工作的能量

传递有VcrO>=Vor;考虑能量的传递过程则有0.5XLIk

XIp"2=0.5XCrX（Vcrr2-Vcr0^2），令k=Vcr1/

Vcr0,同时设VcrO=Vor，整理得Cr=LIkXIp"2/（VorX（"2-1））o

4）稳态下，Cr的放电过程（Q导通）也就是Cr、Lr的谐振过程,所以Cr的电压方程是uc=Vcr1Xcos（wt）,Lr的

电流方程是il=（Cr/Lr）^0.5XVcr1Xsin（wt），其中角频

率w=1/（LrXCr）A0.5。

此处我们需要在导通时间结束时

Cr上的电压降至VcrO,由此得Vcr1Xcos（wX（D/f））=

VcrO,且wX（D/f）

5）Q截止状态下Cr充电的时间和Q导通状态下Lr的续

精通开关电源设计

流放电时间很短，因此在分析过程中忽略。

”（SwitchingPowerSuppliesAto

Z）,bySanjayaManiktala/王志强转载自《新浪博客》jerry的博客