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毕业设计文献综述

《T型三电平并网逆变器控制研究》文献综述

1.发展背景2

2.国内外发展现状2

3.两电平逆变器3

3.1两电平逆变电路原理图3

3.2两电平逆变电路仿真波形4

3.3正弦脉宽调制的调制算法4

4.三电平逆变器4

4.1二极管钳位型三电平逆变器5

4.11二极管钳位式三电平逆变器主电路结构图5

4.12二极管钳位式三电平逆变器工作原理5

4.13二极管钳位式逆变器特点6

4.2与两电平逆变器比较6

5.T型三电平逆变电路7

5.1T型三电平逆变器主电路结构图7

5.2T型三电平逆变器主电路工作原理8

5.3与NPC型三电平逆变器的比较9

6.空间矢量脉宽调制方法10

6.1基本思想10

6.2原理与实现10

6.3直流电压利用率11

6.4调制函数12

7.中性点平衡分析与设计12

8.滤波器设计13

8.1逆变器输出电压波形的技术指标13

8.2三相SPWM逆变电路谐波分析13

8.3输出电压周期对谐波影响15

8.4调制电压对谐波含量的影响15

8.5巴特沃思滤波器设计步骤15

9.逆变器的PFC分析与设计16

9.1设计背景17

9.2交错并联BoostPFC电路17

9.3主要元件参数设计18

9.31储能电感设计18

9.32输出电容设计20

附录：

参考文献20

1.发展背景

随着全球能源危机和环境污染问题的日益严重，并网逆变器的研发受到世界各国的普遍关注。

并网效率和并网电流电能质量是并网逆变器的两个重要指标,PWM调制方式对效率和并网电流电能质量存在关键的影响。

在此背景下，研究逆变器的拓扑结构以及其控制策略和并网控制方案。

随着太阳能、UPS技术的不断发展和市场的不断扩大，对逆变器效率的要求也越来越被

制造商所重视，因此三电平的拓扑结构便应运而生。

众所周知，传统的两电平并网逆变器开关损耗大，直流电压利用低，输出电流谐波高，无法实现高压高质量的并网要求。

多电平逆变器不同于两电平变换器，其中采用电容或独立电源等方式产生多个电平，通过将多个功率器件按一定的拓扑结构组成可提供多电平输出的逆变电路，其主要目的是以尽量多的电平输出来逼近理想的正弦波形，从而减弱输出波形中的谐波影响。

在获得高压输入输出特性的同时，多电平逆变器也减轻了器件上的高压应力，可以使用较低电压等级的器件构造高压变流器，解决了器件串并联带来的问题。

多电平逆变器的出现，是电力电子技术发展的一个里程碑，它使得高压变频调速技术迅速走向了实用化，让我们看到了高性能控制在高压变频技术上的应用的希望。

近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电

平逆变器中最简单又最实用的一种电路。

与传统两电平结构相比，三电平结构除了使单个

IGBT阻断电压减半之外，还具有谐波小、损耗低、效率高等优势。

前几年,随着西班牙、德国、美国、日本对本国光伏产业的政策扶持，全球光伏发电逆变器的销售额逐年递增,光伏发电用逆变器进入了一个快速增长的阶段。

但目前全球光伏逆变器市场基本被国际几大巨头瓜分，欧洲是全球光伏市场的先驱,具备完善的光伏产业链，

光伏逆变器技术处于世界领先地位。

SMA是全球最早也是最大的光伏逆变器生产企业（德国

市场占有率达50%以上），约占全球市场份额的三分之一，第二位是Fronius。

全球前七位的

生产企业占领了近70%的市场份额。

金融危机以后，美国、意大利市场迅猛发展，尤其是美国市场,奥巴马政府上台以后，发展速度非常之快,将取代德国成为世界上最大的光伏逆变

器消费市场。

目前国内光伏并网逆变器市场规模较小，国内生产逆变器的厂商众多，但专门用于光伏发电系统的逆变器制造商并不多，但是不少国内企业已经在逆变器行业研究多年，已经具备一定的规模和竞争力，但在逆变器技术质量、规模上与国外企业仍具有较大差距。

国内市场规模虽然较小，但未来光伏电站市场的巨大市场发展空间和发展潜力给国内企业带来发展的历史机遇。

逆变器仍需进一步提高和发展。

这也就是研究并网逆变器的意义之所在。

2.国内外发展现状

三电平结构作为多电平逆变器拓扑结构之一，自日本长冈科技大学难波江章（A.Nabae）等人于1980年在IEEE工业应用年会提出以来，这种拓扑结构在实际工业现场获得了广泛的应用。

从20世纪90年代以来，以高压IGBT、IGCT为代表的性能优异的复合器件的发展引人注目，并在此基础上产生了很多新型的高压大容量变换拓扑结构，成为国内外学者和工业界

研究的重要课题。

我国也有不少单位在研究、开发和引进高压大容量多电平变换器的技术和设备。

三电平逆变器的结构较简单，其电路拓扑形式从一定意义上来说可以看成多电平逆变

器结构中的一个特例，它的中点钳位及维持中点电位动态平衡技术、功率器件尖峰吸收缓冲

电路、PWM算法简化及控制策略、高压功率器件的驱动及系统的工作电源等也是多电平逆变器控制需要研究解决的问题。

从目前功率开关器件发展的水平来看，短时间还不可能出现

耐压上万伏的器件，多电平技术是解决高压大功率变频调速的一个有效途径同时在当前电力系统高压直流输电的趋势下，多电平技术在电力输配电方面也有着重要的作用。

目前关于三电平逆变器拓扑研究主要包括几种：

（1）二极管箝位型三电平逆变器（又称

npc型），是三电平逆变器拓扑结构中发展最早的也是目前应用最普遍的一种拓扑结构。

（2）

飞跨电容式多电平逆变器（3）多单元串联多电平逆变器（4）T字型三电平逆变器。

在T型三电平并网逆变器中的常用的调制方式有两种：

（1）空间矢量控制

（2）不连续

调制。

其中空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）方法输出电流谐波成分少、低脉动转矩、具有比SPWM高15%的电源利用率，物理概念清晰，算法简单且适合数字化方案，适合于实时控制，是三电平逆变器首选的PWM控制方法。

目前多电平逆变器研究的难点主要集中多电平逆变器技术所固有的一些缺陷，例如这种

技术开关管子比较多，控制比较复杂；中点钳位结构的多电平逆变器中，存在直流侧电压平

衡问题等因此随着相关技术的发展和新型控制策略的提出，多电平技术将会发展到一个新的

阶段。

3.两电平逆变器

3.1两电平逆变电路原理图

图1原理图

3.2两电平逆变电路仿真波形

V"W

图2仿真波形

3.3正弦脉宽调制的调制算法

三角波变化一个周期，它与正弦波有两个交点，控制逆变器中开关元件导通和关断各一

次。

要准确的生成SPWM波形，就要精确的计算出这两个点的时间。

开关元件导通时间是脉冲宽度，关断时间是脉冲间隙。

正弦波的频率和幅值不同时，这些时间也不同，但对计算

机来说，时间由软件实现，时间的控制由定时器完成，是很方便的，关键在于调制算法。

调制算法主要有自然采样法、规则采样法、等面积法等。

自然采样法

按照SPWM控制的基本原理，在正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙的采样，去生成SPWM波形，成为自然采样法。

规则采样法

为使采样法的效果既接近自然采样法，没有过多的复杂运算，又提出了规则采样法。

其出发点是设法使SPWM波形的每个脉冲都与三角波中心线对称。

这样计算就大大简化了。

双极性正弦波等面积法

正弦波等面积算法的基本原理为：

将一个正弦波等分成H个区段，区段数Ht一定是6的

整数倍，因为三相正弦波，各项相位互差120。

，要从一相正弦波方便地得到其他两相，必

须把一个周期分成6的整数倍。

Ht越大，输出波形越接近正弦波。

在每一个区段，等分成若干个等宽脉冲（N），使这N个等宽脉冲面积等于这一区段正弦波面积。

采用这种方法既可以提高开关频率，改善波形，又可以减少计算新脉冲的数量，节省计算机计算时间。

其正弦

A=fSsin（cos-cos|

波面积为。

输出频率f与区段数Hi，每个区段脉冲数N及脉冲周期T（us）之间的关系式■---

4.三电平逆变器

4.1二极管钳位型三电平逆变器

二极管钳位型逆变器又称中性点钳位型（NeutralPointClamped-NPC）逆变器。

电路结

构由A.Nabce等人在1980年JAS年会上提出，以两电平逆变器为基础，直流侧电容数量增

加到两个，每相桥臂开关管数量由两电平的两个变为四个，并在每相桥臂上增加钳位二极管。

从而在正、负两种电平的基础上，加入了一个0电平，变成三电平，使得输出电压波形的正

弦度提高，波形质量有一定改善。

4.11二极管钳位式三电平逆变器主电路结构图

州««

图3主电路结构图

4.12二极管钳位式三电平逆变器工作原理

每个桥臂由两个开关管串组成，每个串由两个相匹配的管串联而成，降低管子的耐

压。

每个桥臂具有三种输出状态0,1和2,以A相电路为例，当：

、—导通时，A相为0态，输出电压为••；当、、J'导通时，A相为1态，电压为0;当、、、导通时，A

相为2态，输出电压为=。

于是A相输出可以得到->0、个值。

表1二极管钳位式三电平逆变器开关状态与输出电压的关系

満出电压

0态

1态

2态

[

对于三相三电平逆变器由于每相都有三种电平输出，故三相输出共有33=27个电平状

态，对应着空间矢量控制的27个矢量状态，如图2所示。

图4三电平逆变器电压空间矢量图

4.13二极管钳位式逆变器特点

⑴每个开关器件承受的直流侧电压值降低为直流侧电压值的一半；波形质量得到改善的

同时降低了开关频率；

⑵电压上升率dv/dt降低为两电平变流器的一半；

⑶输出电压电平数的增多，每个电平相对幅值降低，电压变化减小，电流脉动降低，降低了电磁干扰；

⑷三相中某项输出电压为零时有电流流入或流出直流侧电容中点，当流入与流出电流不

相等时造成上下电容电压不等，中点电位漂移，影响输出电压波形质量；

⑸同一桥臂上的功率器件的开关频率不同，桥臂中部的功率开关和靠近直流母线侧的功

率开关相比，前者的导通时间远大于后者，所承担的负荷也较重。

造成开关器件的利用率不同。

4.2与两电平逆变器比较

与二电平逆变器相比，三电平逆变器的主要优点是：

⑴器件相对于中间回路直流电压具有2倍的正向阻断能力；

⑵同样功率等级的半导体开关器件，输出功率可以提高一倍，开关频率降低50%;

⑶三电平拓扑把输出第一组谐波移频带移至二倍开关频率的频带区，提高了谐波频率，减小了滤波器的体积，同样控制方式下，三电平逆变器的输出谐波小。

因此，三电平逆变器在高压、大功率领域得到了广泛的应用。

5.T型三电平逆变电路

5.1T型三电平逆变器主电路结构图

图5结构图

图6T型三电平逆变器单向拓扑

5.2T型三电平逆变器主电路工作原理

T字型电路和NPC三电平相比较，使用的器件更少，少了两个符位二极管；从电路上面可以看

出来,在输出正电平或者负电平时，电流流经器件的个数减少了，相应的导通损耗也会减小。

型三电平根据反向串联的箝位开关接法不同分为共集电极和共发射极两种，原理上并没有什

么不同，但是对于三相电路来说，两电平电路需要4路独立的驱动电源，NPC电路需要10路独\立

的驱动电源，共发射极的T型三相电路需要7路，而共集电极只需要5路,更有利于功率密度的提升。

图7电平空间矢量图

5.3与NPC型三电平逆变器的比较

⑴芯片阻断电压不同

三电平NPC型电路中，4个IGBT管均承受相同的电压，而T型Q1和Q4管承受两倍的电压。

比如，若直流母线为600V时，NPC型4个IGBT管阻断电压为600V/650V,而T型Q1&Q4管为1200V.1200V的IGBT芯片比600V/650V芯片有更大的开关损耗及导通损耗，这意味着芯片的发热更大，需要更多的硅芯片。

而硅芯片的增加，成本也必然随之增加。

然而在实际

上，对于NPC型电路，当两个开关管的电压串联承受2倍BUS电压时，由于元件本身的差

异，两个开关管承受的的电压不可能完全相同，因此，为了保证开关管的安全工作，NPC

型电路中开关管也应按照承受2倍BUS电压去设计。

所以，从实际角度出发，在开关耐压

的选择上，NPC型电路并没有太大优势。

⑵元件数量不同

从拓扑结构图中，很容易可以看出T型电路要比NPC型电路少两个Diode,这对于减少空间有好处。

⑶控制时序不同

三电平NPC型需先关断外管Q1/Q4,再关断内管Q2/Q3,防止母线电压加在外管上导致损坏；而T型则无时序上的要求。

另外，对于NPC型拓扑，在驱动设计时需要有4个独立电

源；而对于T型共发射极拓扑，只需要3个独立电源。

⑷效率不同

NPC型与T型损耗有所差异，在功率因数接近1时，开关频率增大（>16KHz）,三电平

NPC型（600V）损耗更低，效率更高；而开关频率减少时（<16KHz），三电平T型（1200V）

损耗更低，效率更高。

⑸换流路径不同

在T型拓扑中，外管与内管之间的转换路径均为一致；而在NPC型拓扑中，换流路径有

所不同，分为短换流路径与长换流路径，所以用分立模块做三电平NPC型拓扑时，必须要

注意其杂散电感与电压尖峰的问题。

注：

当开关频率在13KHz左右，TNPC型拓扑结构产生的损耗更小

6.空间矢量脉宽调制方法

6.1基本思想

经典的spwm控制主要着眼于使逆变器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的

波形。

然而交流电机输入三相正弦电流的最终目的是在电机空间形成圆形旋转磁场，从而产

生恒定的电磁转矩。

svpwm则把逆变器和交流电动机视为一体，着眼于如何使电机获得圆形旋转磁场，以减少电机转矩脉动。

具体地说，它以三相对称正弦电压供电时交流电机定子的理想磁链圆为基准，用三相逆变器的不同开关模式所产生的实际磁链矢量去逼近基准磁链圆，并由它们比较的结果决定逆变器开关状态形成pwm波.

6.2原理与实现

三相电压型桥式逆变器有8种开关状态，对8种状态，分别输出8个基本电压矢量Vfk

包括亍，亍两个零矢量，6个非零基本矢量。

原理如下图：

可得出非零基本电压矢量的模，Vf=2Vde/3

任意相位的电压矢量是由8个基本电压矢量的线性组合来获得。

参考电压矢量为:

十=g•e同

根据面积等效原理得:

（5）

k—12**6

在一个完整的载波周期T

PWM内。

当tk,tk+1不足时，插入零矢量补足。

6.3直流电压利用率

可以证明：

两个电压矢量所能合成的等效电压矢量正好在由它们围成的三角形的内部和边

界上。

由此，可以得出SVPWM的线性调制区——六边形的内切圆所包围的区域如图所

示：

图9线性调制区域

图中的内切圆的半径即为线性调制可输出相

电压幅值最大值，为Vdc/b。

下面的理论分析可以得出一致的结论。

线性调制区满足

约束为：

訂+義+1W丁PWM（6）

联立式（5）~（6）,可以求得线性调制区域逆变器输出电压矢量的大小满

进一步，线性调制区输出相电压幅值为:

所以，SVPWM线性调制输出的最大基波相电压幅值为VdeI7有，而SPWM线性调制时输出的最大基波相电压幅值为VdeI2。

图中包围阴影的内圆是SPWM的线性调制区域。

可见SVPWM直流电压利用率比SPWM提高了15.47%。

6.4调制函数

其傅里叶级数展开为：

/（0）=—7^cos3（9—-r^—cos9d—

J4tt40tt

（10）

时扇严210-…

可见，SVPWM调制函数主要由基波和三次谐波构成。

除基波分量外，其余都是零序分

量fzn（0）,典型的SVPWM是一种在SPWM的相调制波中加入零序分量后,进行

规则采样得到的结果。

SVPWM和SPWM不是2种孤立的调制方式，它们之间有内在的

联系。

7.中性点平衡分析与设计

虽然三电平变流器有着直流侧电压等级高，谐波含量少等比起两电平非常突出的优点，但

是也有着其本身固有的缺点，中点电位的不平衡问题（NeutralPointPotentialUnbalanee）。

导致中点电位偏移或者波动的原因有很多种，例如功率器件的参数不同或者直流侧电容的电

容值不一样，都会导致在稳态工作的时候造成中点电位的缓慢偏移。

中点电位的偏移会导致

加在两个直流侧电容的电压严重不平衡，使输出电压由三电平变为两电平，电压畸变严重，再严重时会使直流侧电压都加在一个电容上，损坏直流侧电容。

中点电位的波动，会引起输

出电压的低次谐波含量的增加，使输出电压波形变差。

8.滤波器设计

8.1逆变器输出电压波形的技术指标

=Hi

对于第n次谐波的畸变因数DFn可以定义为

（4）

⑷最低次谐波LOH（Lowest-OrderHarmonic）

最低次谐波LOH定义为与基波频率最近的谐波。

8.2三相SPWM逆变电路谐波分析

为了排除负载参数和电压中性点的影响，选择直接对逆变器的输出线电压进行研究。

由于

线电压输出的对称性，选择A,B相间的电压Uab进行分析即可。

由基本向量和逆变桥的开关组合的对应可以得到线电压Uab值与基本电压向量的关系，如表所示。

把向量平面划分为6

个扇区，并对扇区依次编号，如图2所示,在第扇区,电压向量U1（100）,U2（110）和零向量交替作用，表现在线电压UAB的波形上则为幅值为UDC的脉冲电压和零电压交替出现，在第

扇区，电压向量U2（110）,U3（010）和零向量交替作用，表现在线电压UAB的波形上则为幅值为-UDC的脉冲电压和零电压交替出现，余下的扇区依此类推。

在每个扇区中，只要计算出电压向量的作用时间,也就得到了线电压UAB的PWM波形。

表1匚迪值与基农电压向■的对应关系

Tub.1Ther上lutiurLbt?

iwrtwiI.miidLhttvBt^t（ir

L\fIDO；Lin10/Ur010/口曲心Csr001/Ur101）

-rirc-/.'uc

设逆变器输出电压的周期为T,每个扇区的步数为n,步进时间为T/（6n）;对参考电压向量

标记为Umi，下标m（m=1,2,3,4,5,6）表示扇区，1（1=0,1,2,3,,n）表示一个扇区内向量序号（逆时针方向增大），则电压向量Uml与扇区起始位置的夹角为1/（3n）。

电压向量Uml由扇区

起始位置和结束位置方向的基本电压向量（卩,卫2）及零电压Tl0合成，3个向量的作用时间分别

为tl1,tl2和tl0，则有

如果把零电压作用时间tl0分为相等的两段插入tl和tl2的前面，则可以得到线电压UAB关

于时间t的函数（以向量U1（100）位置为时间零点）：

+rT47T

+血4J/1+

6fm6ftn

2TTITT

*J4fJO+ll\+112f66n66n

对式⑵进行傅里叶分解，即可得到线电压UAB（t）各次谐波的幅值。

在SVPWM调制下，由

于线性调制模式是其工作的主要方式，所以本文对这种调制方式下的谐波情况进行分析。

8.3输出电压周期对谐波影响

选取SVPWM调制中每个扇区的步数n=2,保持调制电压为内接圆半径不变，改变输出电

压的周期，则可以计算出不同周期下的谐波幅值，从而得到各次谐波随输出电压周期的关系

见图。

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图10谐波幅值随输出电压周期变化曲线

计算表明，对于确定的步进频率，输出电压周期（即输出电压的频率）变化对各次谐波的含量没有任何影响。

当输出频率变化时，如果每一个扇区的步数不变，即载波比不变，则输出电压中各次谐波含量保持不变；在变频器实际控制中，可能采用分段同步调制的方式，也即载波比在不同的速度区间分段，如果载波比改变，则输出电压的谐波含量相应改变。

8.4调制电压对谐波含量的影响

取逆变电压的输出频率为50Hz,每个扇区的步数为2,改变调制电压的幅值，则可以得到

谐波含量随调制电压幅值变化的一组曲线，见图11。

图11谐波含量随调制电压变化曲线

在图6中，调制电压从0.017Udc到0.577Udc（为最大线性调制电压）间变化。

随着调制电压的变化，各次谐波幅值都发生了变化，但总体的趋势是各次谐波幅值随调制电压幅值的增加而减小。

随着调制电压的增加，逆变器输出电压的总谐波畸变率快速下降；调制电压对总的谐

波畸变率有非常大的影响，当调制电压下降到0.337Udc时,即下降到最大线性调制电压的

58%时，总电压谐波畸变率THD达到了100%，当调制电压下降到最大线性调制电压的10%时，

总电压谐波畸变率达到329%。

8.5巴特沃思滤波器设计步骤

归一化的巴特沃思型滤波器设计数据，指的是当滤波器的截止频率

低通滤波器的设计数据做为基准滤波器，将它的截止频率和特性阻抗转换为待设计滤波器的相应参数：

.待H滤波器的截频奉

・—垄济澹波髦琴的栽止频率

_待设<1；馬波器的特征阻抒L

—宰沖淀波活岸的牡亍丫正肌插1

£"耳K

new—jr>kf

LC滤波电路分析:

当负载为纯阻性负载ZL=RL时，滤波器的传递函数（使用拉氏变换）为

%）

X、心滤波器的谐振角频率血产1/\忆莎。

E为阻尼系数：

存1©厶\Za）/c）

「2尽■込

特性阻抗为：

尺=厲丽。

很显然当空载时，此时传递函数就是典型的巴特沃思型函数。

而当R0为不同的负载时，可根

据截至频率和上述的步骤来确定

L0和C0的值。

为了使滤波器输出电压接近正弦波同时又不

会引起谐振丄C滤波器的截止频率必须要远小于SvPWM电压中所含有的最低次谐波频率，同

时又要远大于调制波频率。