直流脉宽调制控制开关稳压电源的设计.docx
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直流脉宽调制控制开关稳压电源的设计
第一章概述
1.1该课题目前在国内外的发展现状及趋势
从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。
发热增多，体积缩小，难过高温关。
因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。
工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。
虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在。
一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。
有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。
第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。
VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。
特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。
因此，其转换效率始终没有突破90%大关。
为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。
它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于
forward电路拓朴的有源箝位。
这使产品成本减低很多。
但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内效率的提升不如第一代有源箝位技术，而且PMOS工作频率也不理想。
为了让磁能在磁芯复位时不白白消耗掉，一位美籍华人工程师于2001年申请了第三代有源箝位技术专利，并获准。
其特点是在第二代有源箝位的基础上将磁芯复位时释放出的能量转送至负载。
所以实现了更高的转换效率。
它共有三个电路方案：
其中一个方案可以采用N沟MOSFET。
因而工作频率较高，采用该技术可以将ZVS软开关、同步整流技术、磁能转换都结合在一起，因而它实现了高达92%的效率及250W/in3以上的功率密度。
1.2该课题的特点与工程实际意义
电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前发展,新技术的出现又会使许
多应用产品更新换代,还会开拓更多更新的应用领域。
开关电源高频化、模块化、
数字化、绿色化等的实现,将标志着这些技术的成熟,实现高效率用电和高品质用电相结合。
伴随着人们对开关电源的进一步升级，低电压，大电流和高效率的开
关电源成为研究趋势。
电子设备的小型化和低成本化使电源向轻，薄，小和高效
率方向发展。
开关电源因其体积小，重量轻和效率高的优点而在各种电子信息设
备中得到广泛的应用。
直流斩波电路（DCChopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电
压的直流电，也称为直接直流—直流变换器（DC/DCConverter）。
直流斩波电路
一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，不包括直流—交流—直流的情
况，直流斩波电路的种类较多，包括6种基本斩波电路：
降压斩波电路，升压斩
波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路和Zeta斩波电路。
其中IGBT降压斩波电路就是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT
作为全控型器件的降压斩波电路，用于直流到直流的降压变换。
IGBT是MOSFET
与GTR的复合器件。
它既有MOSFET易驱动的特点，输入阻抗高，又具有功率晶
体管电压、电流容量大等优点。
其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可
正常工作于几十千赫兹频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主
导地位。
所以用IGBT作为全控型器件的降压斩波电路就有了IGBT易驱动，电压、
电流容量大的优点，因此发展很快。
直流降压斩波电路主要分为三个部分，分别为主电路模块，控制电路模块，
驱动电路模块，除了上述主要模块之外，还必须考虑电路中电力电子器件的保护，
以及控制电路与主电路的电气隔离。
IGBT降压斩波电路由于易驱动，电压、电
流容量大在电力电子技术应用领域中有广阔的发展前景，也由于开关电源向低电
压，大电流和高效率发展的趋势，促进了IGBT降压斩波电路的发展。
但以IGBT
为功率器件的直流斩波电路在实际应用中需要注意以下问题:
（1）系统损耗的问；
（2）栅极电阻；
（3）驱动电路实现过流过压保护的问题。
此斩波电路中IGBT的驱
动信号由集成脉宽调制控制器SG3525产生，由于它简单可靠及使用方便灵活，
大大简化了脉宽调制器的设计及调试。
第二章系统总体方案
2.1系统总体方案的确定
2.1．1系统总体方案
这个课题主要是利用降压斩波电路把输入电压调低后输出，关键取决于控制电路用什么方式控制，现在有单片机和芯片控制两种方案，最终还是决定用SG352芯片控制，由于它简单可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试。
本设计中，输入三相380V的电压，先通过变压器降压，再通过二级管整流，得到所需的直流电，接着就是用降压斩波电路把电压降到要求电压300V，电流为30A。
控制电路采用SG3525芯片来对IGBT的通断进行控制。
保护电路主要包括主电路中的过电压和过电流保护、IGBT的保护。
总电路框图如图1所示。
图1
在图2.1中，控制电路是用来产生IGBT降压斩波电路的控制信号，控制电路产生的控制信号传导驱动电路，驱动电路把控制信号加载IGBT控制端和公共端之间，可以使其开通或关断的信号。
通过IGBT的开通和关断来控制IGBT降压斩波电路的主电路工作。
保护电路时用来保护电路的，防止电路产生过电流、过电压和欠压损坏电路设备。
第三章主电路设计
3.1主电路结构设计
3.1.1三相整流电路
从电源输入为三相交流电，要通过斩波电路进行降压，就必须先将交流电变成直流电，这里选择的是三相桥式整流电路，输出的都是单方向的全波脉动波形。
再在二极管的后面并联一个电容用来滤波，由于电抗元件在电路中有储能作用，并联的电容C在电源供给的电压升高时，把部分能量存储起来，而当电源电压降低时，就把电场能量释放出来，使负载电压比较平滑。
如图2所示。
图2
3.1.2降压斩波电路
在电力系统中，直接承担电能的变换或控制任务的电路称为主电路。
IGBT降压斩波电路的主电路图如下图3所示。
它是一种降压型变换器，其输出电压平均值U，总是小于输入电压Ud。
该电路使用一个全控型器件V，为IGBT。
在V关断时，为了给负载中电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。
图3
直流降压斩波主电路使用一个全控电压驱动器件IGBT。
用控制电路和驱动电路来控制IGBT的导通或关断。
当t=0时，V管被激励趋于导通，VD管要承受反压。
在V管接通的t1时间内，开关管V流过的电流就是电感电流，电感L中电流直线上升，能量存储于电感中。
电源E向负载供电，负载电压U0=E，负载电流i0按指数曲线上升。
图4
当t=1时刻V管关断，由于电感储能作用，电感电流必须要按某一路径流通，能量要释放。
其中二极管VD势必导通，电感电流可通过负载，VD形成通电回路。
电流经二极管DV续流，负载电压U0近似为零，负载电流指数曲线下降。
为了使负载电流连续且脉动小，故应串联较大的电感L.
至一个周期T结束，再驱动IGBT导通，重复上一周期的过程。
当电力工作于稳态时负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压的平均值为U.=KE,ton为IGBT处于通态的时间；toff为处于断态的时间；T为开关周期；K为导通占空比。
通过调节占空比K使输出到负载的电压平均值0U最大为E，若减小占空比α，则0U随之减小。
根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，可分为三种工作方式：
1）保持开关导通时间ton不变，改变开关周期T，称为频率调制工作方式；
2）保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽调制工作方式；
3）开关导通时间ton和开关周期T都可调，称为混合型。
但是普遍采用的是脉冲宽调制工作方式。
因为采用频率调制工作方式，容易产生谐波干扰，而且滤波器设计也比较困难。
此电路就是采用脉冲宽调制控制IGBT的通断。
3.2主电路保护设计
3.2.1IGBT保护电路
IGBT如果不采取保护，它很容易损坏。
一般认为ＩＧＢＴ损坏的主要原因有两种：
一是ＩＧＢＴ退出饱和区而进入了放大区，使得开关损耗增大；二是ＩＧＢＴ发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使ＩＧＢＴ损坏。
下面是对IGBT进行设计的保护电路。
RC串联电路可以对IGBT进行过电压保护，而反向二极管可以对IGBT进行过电流保护。
在无缓冲电路的情况下，ＩＧＢＴ开通时电流迅速上升，di/dt很大；关断时du/dt很大，并出现很大的过电压。
在有缓冲电路的情况下；V开通时C2通过R1向V放电，使ic先上一个台阶，以后因有Li，ic上升速度减慢；V关断时负载电流通过VD向C2分流，减轻了V的负担，抑制了du/dt和过电压。
VD和R34的作用是在V关断时，给Li提供释放储能的回路
接线图如图5所示。
图5
3.3主电路计算及元器件参数选型
主电路中需要确定参数的元件有变压器、二极管、IGBT、电感和电阻值。
（1）电阻要得到300V电压，30A的电流，根据欧姆定律，R3=U/I=300/30=10欧
（2）IGBT设定IGBT的占空比为80%，由图3.2可知，当IGBT截止时，回路通过二极管续流，此时，IGBT两端承受最大电压为U=300/0.8=375V;流过IGBT的电流最大时为30A，故选择集电极最大连续电流Ic>5A，反向击穿电压Bvceo>375V的IGBT。
如果考虑2倍的安全裕量需选择集电极最大连续电流Ic>10A，反向击穿电压Bvceo>750V的IGBT。
（3）二极管其承受最大反向电压为375V，电流为30A，故选择Vc>375V,I>5A的二极管。
考虑2倍的安全裕量：
Umin=750V,Imin=60A。
（4）变压器三相桥式整流的输出端电压为375V，则输入端的电压为U=375/2.34=117.5V,而变压器的输入电源电压为380V，故选取变比为380/117.5的变压器。
（5）电感选择大电感L，使电路能续流，此时临界电感为：
L=U0（Ud-U0）/2fUdI,则L=300X（375-300）/2X1000X40X375X30=0.025mH。
所以，电感L>=0.025mH,取L=10mH.
（6）功率因数由三相桥式全控整流电路的功率因数公式为
λ=vλ1=0.995cosα
因为是二极管整流，故cosα=1,功率因数为0.955>0.8满足要求。
第四章单元控制电路设计
4.1主控制芯片的详细说明及其外围元件设计
4,1.1主控制芯片的详细说明
随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司（SiliconGeneral）推出SG3525。
SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。
其产品一推出就受到广泛好评。
SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。
下面我们对SG3525特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用进行介绍。
SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。
在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。
SG3525引脚功能及特点简介
其原理图如图6所示：
图6
1.Inv.input（引脚1）：
误差放大器反向输入端。
在闭环系统中，该引脚接反馈信号。
在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。
2.Noninv.input（引脚2）：
误差放大器同向输入端。
在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。
根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。
3.Sync（引脚3）：
振荡器外接同步信号输入端。
该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。
4.OSC.Output（引脚4）：
振荡器输出端。
5.CT（引脚5）：
振荡器定时电容接入端。
6.RT（引脚6）：
振荡器定时电阻接入端。
7.Discharge（引脚7）：
振荡器放电端。
该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。
8.Soft-Start（引脚8）：
软启动电容接入端。
该端通常接一只5的软启动电容。
9.Compensation（引脚9）：
PWM比较器补偿信号输入端。
在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。
10.Shutdown（引脚10）：
外部关断信号输入端。
该端接高电平时控制器输出被禁止。
该端可与保护电路相连，以实现故障保护。
11.OutputA（引脚11）：
输出端A。
引脚11和引脚14是两路互补输出端。
12.Ground（引脚12）：
信号地。
13.Vc（引脚13）：
输出级偏置电压接入端。
14.OutputB（引脚14）：
输出端B。
引脚14和引脚11是两路互补输出端。
15.Vcc（引脚15）：
偏置电源接入端。
16.Vref（引脚16）：
基准电源输出端。
该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。
特点如下：
（1）工作电压范围宽：
8—35V。
（2）5.1（11.0%）V微调基准电源。
（3）振荡器工作频率范围宽：
100Hz¬—400KHz.
（4）具有振荡器外部同步功能。
（5）死区时间可调。
（6）内置软启动电路。
（7）具有输入欠电压锁定功能。
（8）具有PWM琐存功能，禁止多脉冲。
（9）逐个脉冲关断。
（10）双路输出（灌电流/拉电流）：
mA（峰值）。
4.1.2芯片的工作原理
SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。
SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。
在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。
由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。
SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5的软启动电容。
上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。
此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。
只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。
由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。
当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。
反之亦然。
外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。
当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。
如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。
注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。
欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。
如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。
此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。
4.1.3外围元件设计
SG3525的外围设计如图7所示。
图7
4.2控制方法及控制功能单元电路设计
由于SG3525的振荡频率可表示为：
f=1/C5（0.7R17+3R18）
式中:
C5,R17分别是与脚5、脚6相连的振荡器的电容和电阻；d18是与脚7相连的放电端电阻值。
这里我所取的频率为40kHz，所以由上式可取C5=1μF,R17=10Ω,R18=6Ω。
可得f=40kHz，满足要求。
SG3525有保护的功能，可以通过改变10脚电压的高低来控制脉冲波的输出。
因此可以将驱动电路输出的过流保护电流信号经一电阻，转换成电压信号来进行过流保护。
当驱动电路检测到过流时发出电流信号，由于电阻的作用将10脚的电位抬高，从而13脚输出低电平，而当其没有过流时，10脚一直处于低电平，从而正常的输出PWM波。
其中第十脚过流过压还有欠电压保护输入端。
4.3检测及控制保护电路设计
在电力电子电路中，除了电力电子器件参数选择合适、驱动电路设计良好外，采用合适的过电压、过电流、dtdu/保护和dtdi/保护也是必要的。
4.3.1过压保护电路
图8
过压保护要根据电路中过压产生的不同部位，加入不同的保护电路，当达到—定电压值时，自动开通保护电路，使过压通过保护电路形成通路，消耗过压储存的电磁能量，从而使过压的能量不会加到主开关器件上，保护了电力电子器件。
本次设计的电路要求输出电压为0V—300V，所以当输出电压设定时，一旦出现过电压，为了保护电路和器件，应立刻将电路断开，及关断IGBT的脉冲，使电路停止工作。
因为芯片SG3525的引脚10端为外部关断信号输入端，所以可以利用SG3525的这个特点进行过压保护。
当引脚10端输入的电压等于或超过8V时，芯片将立刻锁死，输出脉冲将立即断开。
所以可以从输出电压中进行电压取样，并将取样电压通过比较器输入10端，从而实现电压保护。
取样电压的方法是在U0端串联两个电阻再通过在电阻中分得的电压连入比较器的正端，与连入负端的基准电压5V进行比较。
正常状态下，取样电压小于基准电压，此时比较器输出的是零电压，芯片正常工作，当出现过电压是，取样电压高于基准电压，此时输出高电平15V，在通过电阻分压得到5V的高电平送入芯片的10端，使其锁死，IGBT脉冲断开，电路断开，从而对电路实现过压保护。
4.3.2过电流保护电路
图9
当电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。
当器件击穿或短路、触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败，以及交流电源电压过高或过低、缺相等，均可引起过流。
由于电力电子器件的电流过载能力相对较差，必须对变换器进行适当的过流保护。
本次设计要求具有过流保护功能，在电流达到30A时动作。
因为SG3525的引脚10端在输入一个高电平时具有自锁功能，所以仍然可以利用这个方法进行过流保护。
主要是将过电流转化为过电压。
具体的做法是在干路上串联一个很小的功率电阻，从而进行过电流与过电压的转化。
将转化的电压连入放大器进行放大，放大约10倍电压，再从放大器的输出端接入比较器的同向端和基准电压3V进行比较，输出端接一组分压电阻，再将分出的电压5V接入SG3525的10号端口。
在正常状态下连入的电压小于基准电压，此时，输出一个零电压，芯片不会锁死，正常工作。
而当过电流时，转化的电压高于基准电压，此时输出一个高电平，芯片的10端锁死，IGBT脉冲断开，电路断开，从而对电路实现过流保护。
4.4驱动电路设计
4.4.1驱动电路方案设计与选择
该驱动部分是连接控制部分和主电路的桥梁，该部分主要完成以下几个功能：
（1）提供适当的正向和反向输出电压，使IGBT可靠的开通和关断；
（2）提供足够大的瞬态功率或瞬时电流，使IGBT能迅速建立栅控电场而导通；（3）尽可能小的输入输出延迟时间，以提高工作效率；（4）足够高的输入输出电气隔离性能，使信号电路与栅极驱动电路绝缘；（5）具有灵敏的过流保护能力。
针对以上几个要求，对驱动电路进行以下设计。
针对驱动电路的隔离方式：
（1）采用磁耦隔离，最常用的是用时变压器隔离，即通过一次侧和二次侧的磁耦联系将电路隔开，从而取到电气隔离的作用。
这种方法的优点是简单，不需要外接电源对器件进行驱动，且传递的效率很高。
但同时缺点也很明显，首先磁耦隔离只能用于交流电路，直流电路无效，其次变压器的体积较大，不利于集成。
（2）采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有源。
其提供的脉冲宽度不受限制，较易检测IGBT的电压和电流的状态，对外送出过流信号。
另外它使用比较方便，稳定性比较好。
但是它需要较多的工作电源，其对脉冲信号有1μs的时间滞后，不适应于某些要求比较高的场合。
由于这次设计的电路是直流电路，且要求不是很高，所以选择光耦隔离。
4.4.2驱动电路工作分析
如图10所示，IGBT降压斩波电路的驱动电路提供电气隔离环节。
光耦合器由发光二极管和光敏晶体管组成，封装在一个外壳内。
本电路中采用的隔离方法是，先加一级光耦隔离，再加一级推挽电路进行放大。
采用推挽电路进行放大的原因是因为驱动IGBT的电压叫高，约为12V左右，而SG3525芯片提供的电压只有5V左右，直接连入无法驱动IGBT。
并且推挽式电路简单实用，故用推挽式进行电压放大。
图10
IGBT是电压控制型器件，在它的栅极-发射极间施加十几V的直流电压，只有μA级的漏电流流过，基本上不消耗功率。
但IGBT的栅极-发射极间存在着较大的寄生电容（几千至上万pF），在驱动脉冲电压的上升及下降沿需要提供数安的充放电电流，才能满足开通和关断的动态要求，这使得它的驱动电路也必须输出一定的峰值电流。
4.5参数设计
取样电阻的输出电压为0.3V，通过放大器将电压放大10倍，取电阻R5=5欧，R6=1800欧，通过虚短虚断计算得电压放大为3V。
电流保护比较电路中R7取400欧，R8取100欧，可得基准电压5V，比较器的输出端R9取2000欧，R10取1000欧，可得输出电压5V给芯片10号端口。
电压保护电路中R11取5960欧，R12取100欧，当负载电压超过300V时，通过R11和R12得取样分压为3V左右；R13取200欧，R14取100欧，比较器的基准电压为3V。
比较器的输出端R15取2000欧，R16取1000欧，得到最终输入芯片10号端口的电压为5V。
第五章仿真
本次的仿真软件用的是Matlab。
仿真接线图如图11所示：
图11
仿真结果图如图12和13所示。
图12
图13
仿真结果：
电压约为299V，电流约为29.98A，基本满足要求。
第六章心得体会
通过这次的电力电子课程让我从懵懵懂懂到学到了很多，也得到了很多的收获，受益匪浅。
不仅仅对教课书上的内容得到加强，而且在交流方面也有了进一步提高。
起初看到唐老师给我们的课程设计任务书时，对这课题感觉很陌生，课本上都有点到，但说的不详细。
在做这个课题时，我去了图书馆找了Matlab仿真这部分的内容，有不懂的地方自己网上查资料。
经过几天的思考和查找，终于有了一个电路的基本思路，知道了一个完整的电路应该包含几部分，各部分之间的连接又应该注意些什么问题等等。
知道了大概的模块之后，我对认真地思考和设计每个模块，在设计过程中发现问题后，可以再加于完善。
实在不懂的问题，可以和团队交流，再者就是查资料
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