第四章直流直流变换.docx
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第四章直流直流变换
第四章直流—直流（DC—DC）变换
将大小固定的直流电压变换成大小可调的直流电压的变换称为DC—DC变换，或称直流斩波。
直流斩波技术可以用来降压、升压和变阻,已被广泛应用于直流电动机调速、蓄电池充电、开关电源等方面，特别是在电力牵引上，如地铁、城市轻轨、电气机车、无轨电车、电瓶车、电铲车等。
这类电动车辆一般均采用恒定直流电源（如蓄电池、不控整流电源）供电，以往采用变阻器来实现电动车的起动、调速和制动，耗电多、效率低、有级调速、运行平稳性差等。
采用直流斩波器后,可方便地实现了无级调速、平稳运行，更重要的是比变阻器方式节电（20～30）％，节能效果巨大.此外在AC—DC变换中，还可采用不控整流加直流斩波调压方式替代晶闸管相控整流，以提高变流装置的输入功率因数，减少网侧电流谐波和提高系统动态响应速度。
DC-DC变换器主要有以下几种形式：
（1）Buck（降压型）变换器；
（2）Boost（升压型）变换器；（3）Boost—Buck（升-降压型）变换器；（4）Cúk变换器；（5）桥式可逆斩波器等.其中Buck和Boost为基本类型变换器，Boost—Buck和Cúk为组合变换器，而桥式可逆斩波器则是Buck变换器的拓展。
此外还有复合斩波和多相、多重斩波电路,它们更是基本DC—DC变换器的组合。
4.1DC-DC变换的基本控制方式
DC—DC变换是采用一个或多个开关（功率开关器件）将一种直流电压变换为另一种直流电压。
当输入直流电压大小恒定时,则可控制开关的通断时间来改变输出直流电压的大小，这种开关型DC—DC变换器原理及工作波形如图4-1所示.如果开关K导通时间为
关断时间为
，则在输入电压E恒定条件下，控制开关的通、断时间
、
的相对长短，便可控制输出平均电压U0的大小，实现了无损耗直流调压。
从工作波形来看,相当于是一个将恒定直流进行“斩切"输出的过程,故称斩波器.
斩波器有两种基本控制方式：
时间比控制和瞬时值控制。
图4—1DC-DC变换器原理电路及工作波形
（a）原理电路;（b）工作波形
4。
1。
1时间比控制
这是DC—DC变换中采用最多的控制方式,它是通过改变斩波器的通、断时间而连续控制输出电压的大小。
即
（4-1）
式中
为斩波周期；
为斩波频率；
为导通比.可以看出，改变导通比
即可改变输出电压平均值U0，而
的变化又是通过对T、ton控制实现的。
时间比控制又有以下几种实现方式：
（1）脉宽控制
斩波频率固定（即T不变），改变导通时间
实现
变化、控制输出电压U0大小，常称定频调宽，或脉宽调制（直流PWM）。
实现脉宽控制的原理性电路及斩波器开关控制信号波形如图4-2所示。
图（a）为一电压比较器，UT为频率固定的锯齿波或三角波电压，
为直流电平控制信号，其大小代表期望的斩波器输出电压平均值
。
当
比较器输出
（高）;当
（低），从而获得斩波器功率开关控制信号
.改变
大小，改变斩波器开关导通时间，在UT固定条件下，斩波器开关频率固定，实现了定频调宽。
图4-2脉宽控制方式
（a）原理电路；（b）控制波形
由于斩波器开关频率固定，这种控制方式下为消除开关频率谐波的滤波器设计提供了方便。
2．频率控制固定斩波器导通时间
，改变斩波周期T来改变导通比
的控制方式.这种方式的实现电路比较简单，但由于斩波频率变化，消除开关谐波的滤波电路较难设计。
3．混合控制。
这是一种既改变斩波频率（即周期T）、又改变导通时间
的控制方式，其优点是可较大幅地改变输出电压平均值,但也由于斩波频率变化，滤波困难。
4。
1。
2瞬时值控制
在恒值（恒压或恒流）控制或波形控制中,常采用瞬时值控制的斩波方式。
此时将期望值或波形作为参考值
规定一个控制误差ε，当斩波器实际输出瞬时值达指令值上限
时，关断斩波器;当斩波器实际输出瞬时值达指令值下限
时,导通斩波器，从而获得围绕参考值
在误差带2
范围内的斩波输出.图4—3为实现恒流瞬时值控制原理性框图及斩波器输出波形。
采用瞬时值控制时斩波器功率器件的开关频率较高,非恒值波形控制中开关频率也不恒定,此时要注意功率器件的开关损耗、最大开关频率的限制等实际应用因素，确保斩波电路的安全、可靠工作。
图4—3瞬时值控制原理图
（a）控制框图;（b）输出电流波形
4。
2基本DC-DC变换器
4.2。
1Buck（降压型）变换器
Buck变换电路如图4-4所示，它是一种降压型DC—DC变换器，即其输出电压平均值
恒小于输入电压E,主要应用于开关稳压电源,直流电机速度控制，以及需要直流降压变换的环节.为获得平直的输出直流电压，输出端采用了L-C形式的低通滤波电路。
根据功率器件VT的开关频率、L、C的数值，电感电流
可能连续或断续，影响变换器的输出特性，须分别讨论。
图4-4Buck变换器
1、电流连续时
图4—5给出了电感电流连续
时的有关波形及VT导通
、关断
两工作模式下的等效电路.
Buck变换器的输入、输出电压关系为：
（4-2）
因
，故为降压变换关系.
变换器的输入、输出电流关系为
（4—3）
因此电流连续时Buck变换器完全相当于一个“直流”变压器。
图4—5Buck变换器工作模式及电流连续时各点波形
（a）导通（ton）模式；（b）关断（toff）模式；（c）各点波形
2、电流断续时
电流连续与否的临界状态是VT关断结束时（或导通开始时）电感电流
如图4-6所示。
图4-6电流临界连续波形
Buck变换器电流断续运行状态时的波形如图4—7所示。
图4—7电流断续时波形
4。
2。
2Boost（升压型）变换器
Boost变换电路如图4-8所示，它是一种升压型DC-DC变换器，其输出电压平均值
要大于输入电压E，主要用于开关稳压电源、直流电机能量回馈制动中.同样根据功率开关器件VT的开关频率、储能电感L、滤波电容C的数值,电感电流
或负载电流
可能连续或断续，此时变换器的特性不同,需分开讨论。
图4—8Boost变换器
1、电流连续时
图4-9给出了电感电流连续
时,有关波形及VT导通
、关断
两工作模式下的等效电路.
图4—9Boost变换器工作模式及电流连续时各点波形
（a）导通（ton）模式；（b）关断（toff）模式；（c）各点波形
Boost变换器的输入、输出电压关系为
（4-17）
因为
故为升压变换关系。
变换器的输入、输出电流关系为
（4-18）
因此电流连续时Boost变换器相当一个升压的“直流"变压器。
2、电流断续时
随着负载的减小，电感电流
将减小。
当VT关断结束时（或导通开始时）
，则进入电流连续与否的临界状态,其电感电压
、电感电流
波形如图4—10（a）所示。
图4-10电流临界连续及连续时波形
（a）电流临界连续；（b）电流断续
4.2.3Boost-Buck（升降压型）变换器
Boost-Buck变换电路如图4-11所示，其特点是：
（1）输出电压U0可以小于（降压）、也可以大于（升压）输入电压E；
（2）输出电压与输入电压反极性.
图4—11Boost—Buck变换器
图4-12Boost—Buck变换器工作模式及电流连续时各点波形
（a）导通（ton）模式；（b）关断（toff）模式；（c）各点波形
输入、输出关系
Buck—Boost变换器的输入、输出电压关系为
（4-31）
此式说明，当导通比
≤0.5，｜U0|<｜E｜，降压;当
〉0。
5，|U0｜〉|E|，升压,且输出电压与输入电压反极性。
同样在忽略变换损耗条件下，根据输入、输出功率相等关系，可导出变换器的输入、输出电流平均值间关系
（4—32）
4.2.4Cúk变换器
Cúk变换器也是一种升降压变换器，电路结构如图4-13所示。
其输出电压可以比输入电压低、也可以比输入电压高，而且输出与输入电压具有反极性关系.
图4—13Cúk变换器
1、输入、输出关系
Cúk变换器输入、输出关系是通过分别对电感L1、L2在导通
与关断
模式切换中,电流纹波及电容C1电压平均值Uc1的分析导出。
图4—14Cúk变换器工作模式及电流连续时各点波形
（a）导通（ton）模式；（b）关断（toff）模式；（c）各点波形
Cúk变换器的输入、输出电压关系为
（4—49）
与Boost—Buck变换器相同，也是当导通比
；降压；当
，升压;且输出电压与输入电压反相位。
按同样处理原则可求得变换器的输入、输出电流平均值间关系
（4-50）
Cùk变换器与Boost-Buck变换器的变换功能相同,但也有差异：
1）Cùk变换器输入电源电流和输出负载电流均连续，脉动小，有利于滤波。
2）Cùk变换器借助电容传输能量，Boost-Buck变换器借电感传输能量，故Cùk变换器的电容器C1中脉动电流大，要求电容量大。
3）Cùk变换器VT导通时要流过电感L1和L2的电流，故功率开关的峰值电流大。
4.3晶闸管斩波器
在大功率的DC—DC变换中，往往使用晶闸管作功率开关元件的直流斩波器（电路）.用于斩波器的晶闸管有半控的普通晶闸管和全控的门极可关断晶闸管（GTO），它们电压、电流容量相近，但用于直流变换的普通晶闸管有关断（换流）问题，除有换流电路导致的斩波器结构复杂外，其斩波频率也较低，约100～200Hz.GTO无关断问题,其斩波器主电路简单，但触发电路设计较复杂，斩波频率可达1KHz.本节主要讨论由普通快速晶闸管和GTO元件构成的斩波电路，包括降压斩波、升压斩波及斩波变阻技术.
4.3。
1降压斩波
降压斩波及升压斩波方式多用于城市电车、地铁、电瓶车等直流电动机驱动系统，用作速度调节.图4-15为定频调宽的脉宽调制（PWM）晶闸管斩波器主电路结构，其中VT1为主晶闸管，起功率开关作用；VT2为辅助晶闸管,与无源元件C、L1、L2、VD1、VD2一起组成VT1的关断电路，从而控制输出电压的脉宽。
VDF为负载感性电流的续流二极管.
斩波器的工作过程可用图4—15、配合图4-16来说明。
1）接通直流电源。
由于VT1、VT2均未触发,电源E通过L1、VD1及负载L、R对C充电至E，极性上（+）下（—），如图4-15（a）所示。
图4-15定频调宽晶闸管降压斩波器
4。
3.2升压斩波
图4—17为一种采用GTO作功率开关元件的升压型斩波器，负载为直流电动机.它利用电感贮能释放时产生高压来升高输出电压,其中图（a）为斩波电路结构，图（b）为VT导通
模式下的等效电路，图（c）为VT关断
模式下的等效电路。
图4—17GTO升压斩波器及工作模式电路拓扑
（a）升压斩波电路；（b）导通（ton）模式；（c）关断（toff）模式
输出电压为：
（4—57）
由于
，可知
即可输出比电源电压更高的电压，故称升压斩波器。
在负载为直流电动机时，则可实现能量回馈的制动运行。
4。
3.3斩波变阻
利用斩波器与固定电阻并联，改变斩波电路的通导比，可以实现电阻值的等效变化。
图4-19为三相绕线式异步电动机转子串电阻斩波变阻调速的应用。
转子绕组相电压经不控整流变换成直流,使所需外接电阻减少至单个
，再在
上并接降压型斩波器，以调节转子回路电阻大小。
图4-19绕线式异步电机转子串电阻斩波变阻调速
当斩波器关断时,转子回路所接电阻为
，持续时间为
；当斩波器开通时，转子回路所接电阻为
，持续时间为
.这样,一个开关周期
内转子回路等效电阻
为
（4—58）
由此可见,改变斩波器的导通比
就可连续改变等效电阻
的大小,从而实现电机的无级调速.
4.4桥式可逆斩波器
桥式可逆斩波器主电路结构如图4-20所示。
它由四个自关断器件（如GTR）VT1、VT2、VT3、VT4和四个快速型续流二极管VD1、VD2、VD3、VD4构成，形同字母H。
H桥的一对角线接恒定直流电源E，另一对角线接负载，图示为直流电动机。
根据各功率开关元件的导通规律不同，H型桥可逆斩波器可分单极性脉宽调制（斩波）和双极性脉宽调制（斩波）两种控制方式.
4。
4.1单极性脉宽调制
单极性脉宽调制时，斩波器输出电压UAB的极性是通过一个控制电压
来改变。
当
，使VT1、VT2交替互补地导通，VT4一直导通、VT3一直关断,各功率开关器件基极驱动信号如图4—21所示。
这时斩波器输出电压UAB总是B端为（+）、A端为（-），呈现出一种单一方向的极性。
当控制电压
，则晶体管基极驱动电压
与
对换、
与
对换，变成VT3、VT4交替导通，VT2一直导通而VT1一直关断，H桥输出电压UAB随之改变极性，变成A端为（+）、B端为（-）的另一种单一的极性.
图4-20桥式可逆斩波器图4-21单极性调制时驱动信号
4.4.2双极性脉宽调制
双极性脉宽调制时，H桥的四个晶体管分为两组:
一组为VT1和VT4，另一组为VT2和VT3。
控制规律是同组两管同时通、断,两组通、断相互交替,其晶体管驱动信号、输出电压、电流波形如图4-22所示。
图4-22双极性调制时驱动信号和电压、电流波形
4。
4。
3单极性调制与双极性调制方式的比较
1）双极性调制控制简单，只要改变
位置就能将输出电压从+E变到—E;而在单极性调制方式中需要改变晶体管触发信号的安排。
2）当H桥输出电压很小时,双极性调制每个晶体管驱动信号脉宽都比较宽，能保证晶体管可靠触发导通。
单极性调制时则要求晶体管驱动信号脉宽十分狭窄，但过窄脉冲不能保证晶体管可靠导通。
3）双极性调制时四个晶体管均处于开关状态，开关损耗大；而单极性调制时只有两个晶体管工作，开关损耗相应小。
本章小结
直流—直流（DC—DC）变换是一种可以进行直流电压升、降和实现电阻大小变化的变换技术，广泛用于直流电机调速和开关电源技术，别是后者,是目前通讯、计算机电源技术中的核心。
本章介绍了四种基本变换电路和一种桥式可逆斩波电路，其中最为基本的是Buck（降压型）变换和Boost（升压型）变换电路。
对于这两种电路的深入掌握是本章学习的关键和核心,也是学习其他DC-DC变换电路的基础.学习的重点应放在对这两种电路工作原理的深刻理解上，掌握电流连续与断续两种不同工作状态下的输入、输出关系，主要滤波元件的计算，并能将这些概念应用到对Boost—Buck和Cúk组合变换电路的学习中.桥式可逆斩波电路在直流伺服与驱动中有广泛的应用,它的基本工作原理也被移植到多相大功率的交流可逆电力传动中,故也是一种应用价值广泛的基本变换电路。
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