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058硬件详细说明

xx型动力电池充电机

硬件详细设计说明书

作者：

何吕涛

版本：

1.0

日期：

2010-1-12

中原电子集团应用电子研发中心

1、引言

本电路是设计一款AC220输入，DC60-90输出功率为1350W的车载动力电池充电机。

XX型智能充电器硬件部分主要由三部分组成：

辅助电源板，DSP控制板，主充电电路板，另加一些外围辅助电路

充电器电路的总体结构图

本文档的目的就是从电路拓扑结构方面及关键元器件的选型上进行一个详细的说明，方便工程师间互相交流及电路更改，为项目存档文件用

2、子模块设计说明

2.1主充电电路：

2.1.1拓扑结构：

主充电电路拓扑图

2.1.2硬件设计：

1.AC/DC整流电路部分：

电路上图所述，AC部分输入后串联一个保险丝，规格为15A，并且并联压敏电阻一个，用于浪涌测试，并联安规电容一个，用于高频滤波，后面接着进行全桥不控整流，整流桥上的二极管分别并联上RC或C用于防止电压突变产生的大电流烧坏二极管，整流后加上用于消除差模与共模干扰的电容。

二极管选用30EPH06PBF，此二极管可通过的平均电流为30A，反向峰值电压为600V，完全符合要求。

2.输入滤波部分：

电路如上，滤波电感由一个共模电感与一个差模电感组成，滤波电容由一个RC电路及一个电容并联组成。

共模电感的电感量较小，用于消除共模干扰，根据经验常取数百微亨到几豪亨间,此处取1mH,差模电感用于续流用，电容用于平稳电压用，因为脉冲频率为50HZ，所以感值或容值都较大，其中一路上加了电阻是为了限制充电电流。

电容的选择有三种算法,分别为能量法、纹波法、上升时延控制法。

其中纹波法与能量法类似，故仅以能量法与上升时延控制法作比较：

1：

能量法：

一个市电周期中，电容提供的能量为

Wi＝Pin/f=Po/η/f,取η＝90%，则有Wi＝1350/0.9/50=30，

在任一时刻电容的能量计算公式为

Wc（t）=1/2*Cu2（t），

在交流市电最低的情况下，取整流后的纹波为10%，则半个周期中全桥整流后电压最大与最小值分别为

Vmax=220*0.9*1.414＝280,

Vmin=220*0.9*1.414*（1-10%）=252，

因采用全桥整流，频率加倍，所以只需计算半个周期即可，故有半个周期需提供的能量为

Wo/2=1/2*C（V2max–V2min）,

因一个周期中电容吸收与释放的能量应相等，所以有Wi=Wo，故有

C＝Wi/（V2max–V2min）=30/（280*280-252*252）=0.F=2014uF,取标准值2200uF。

2：

上升时延控制法：

主要是考虑电容的等效上升沿要远远小于工频周期，那2*3.14*R*C>>T（此处T＝10mS）,取50倍周期，则有C＝50*T/（2*3.14*R）,R为等效电阻，此处为30ohm,所以

C＝0.01*50/（2*3.14*30）=0.F=2654uF,取标准值为2200uF，与上述相同。

电压的选择根据电容上的峰值电压为220*0.9*1.1*1.414＝307V，取450V的标准电容，故所选电容为2200uF/450V。

所加电阻为限制充电电流，并联一路为调整用。

电感的选择主要考虑电流在额定负荷下不能断流，但频率过低，只能根据经验取2mH。

3.DC/AC逆变部分：

因本产品的输出功率不大，按70%的最低效率计算的话，输入部分的电流为9.7A,故全桥控制部分的功率管选用TO-247封装的IGBT，型号为G5N120CND，其特性为25A/1200V,同部有并联反向二极管，完全满足要求，CE间并联4个电容是为了消除电压脉冲，并联四个二极管为了调试过程中可能更换功率管并且该功率管没有内部并联的二极管而准备的。

4.高频变压部分：

高频变压部分主要是高频变压器的设计，高频变压器首先要确定磁芯材料与磁芯结构，材料主要有锰锌铁氧体，镍锌铁氧体及铜镁锌铁氧体，前者有很高的磁导率及但频率较低，中间磁导率与频率均适中，后者磁导率很低，但频率极高，本设计中用到的频率为20KHz,因高频变压器为本设计的关键点，所以本设计选用锰锌铁氧体及镍锌铁氧体分别作一计算，电路调试中优选一个作为最后的高频变压器。

1）：

选用材料为锰锌铁氧体结构为PM型的进行设计，设计方法采用AP设计法。

1：

变压器的视在功率PT计算：

PT=PO*（1+1/η）*1.414＝1350*（1+1/0.9）*1.414=4029W

2：

计算AP：

AP＝PT/（K0KfFSBWJ）=4029/（0.4*4.0*20000*0.2*400*10-4）=15.7cm4

上式中K0为窗口使用系数，取0.4，Kf为波形系数，取4.0，FS为频率，取20KHZ，BW为工作磁通密度，取0.2T，J为电流密度，取400A/CM2

对于PM50,Ae=3.7CM2,Aw=5.05CM2,所以AP＝Ae*Aw=3.7*5.05=18.6cm4满足要求但裕量不够，对PM62有Ae=5.7CM2,Aw=7.78CM2,所以AP＝Ae*Aw=5.7*7.78=44.36cm4,完全满足要求，所以选取PM62。

3：

计算线匝及线径：

由技术条件可得：

Uimin=220*0.9*0.9*1.414=252V

Iimax=1350/0.9/252=6A

Uomax=90V

Iomax=25A

故有：

原边绕组裸线面积为Axp=Iimax/J=6/4=1.5mm2

原边匝数Np＝Uimin/（Kf*Fs*Bw*Ae）=252*104/（4.0*20000*0.2*5.7）=27.6取Np=28

副边匝数Ns=Np*Vomax/Vimin=28*90/252=10

副边绕组裸线面积Axs=Iomax/J=25/4=6.25mm2取Axs=6.5mm2

5.输出AC/DC整流部分：

整流二极管的选择与输入AC/DC相同，为30EPH06PBF。

6.输出滤波部分：

1：

电感的选择：

电感的选择主要是使输出电流不断流为原则，

Lc=（Vo2/（2*Po*f））*（1-D）

Po为输出功率，Vo为输出电压，f为频率，D为占空比，取50%，所以有：

Lc=（75*75/（2*1350*20000）*（1-0.5）＝0.052mH,最后取Lc=0.5mH

2：

电容的选择：

本设计中电容的选择主要是考虑是输出电压的纹波，本设计中取电压纹波为1%，由公式C＝Vo*（1-D）/（8*L*△V*f*f）得：

C＝75*（1-0.5）/（8*0.0005*0.75*20*20*106）=31.25uF,本设计中取的是C＝2200uF;最大耐压为90*（1+1%）*2＝181.8V，取220V；电容的选择为2200uF/220V;

图中串联一个电阻为限制电容的充电电流，并联一个电容为调试过程中调整用。

2.2辅助电源板：

根据充电机外围电路的需要，辅助电源需提供12V-5A风扇和加热模块工作电压，三路不共地20V-0.1A电源以供主充电路中的IGBT芯片驱动工作，及两路12V-0.006A偏置电路输出电压，以及5V-2A电源给DSP供电，15V-0.1A和-15V-0.1A供霍尔电流电压互感器工作。

采用反激式电路设计隔离式开关电源，开关电源的输入电压范围为85V-265V，输出额定功率为85W。

2.2.1拓扑结构

该开关电源的主要由以下几个模块组成：

保护电路、输入整流、钳位电路、开关电源控制芯片、高频变压器、输出滤波电路模块、反馈电路。

开关电源拓扑结构图如下图所示：

辅助电路拓扑图

2.2.2硬件设计

1、保护电路

包括熔丝管，压敏电阻、负温度系数功率热敏电阻。

保险管选择的是3.15A方形熔断型熔丝管过载或短路情况下将会快速熔断，压敏电阻MYG10D681K交流输入最大连续工作电压达420V满足要求，起到过压保护作用。

负温度系数功率热敏电阻MF72-10D9起到通电时瞬间限流保护作用。

2、EMI滤波电路

包括滤除网间串模干扰的滤波电容，共模扼流圈，串模扼流圈，安全电容等。

C4,C5,C6跨线电容器为X电容，抑制串模干扰，C2,C9线间旁路电容器为Y电容，抑制共模干扰，L1共模扼流圈抑制共模干扰，L2串模扼流圈抑制串模干扰。

3、输入整流滤波电容

包括整流桥RS608A600V/8A，输入滤波电容C18220uF/450V.输入滤波电容容量的计算方法（能量法）：

设交流电压u最小值为umin，u经桥整流和C滤波，导通电压最下直流高压最小值Umin=90V，最低额定电压85V时，整流桥导通为tc=3ms，n=80%，导通能量为P0*（1/2f-tc）=85W*（10ms-3ms），电容能量Q=1/2（

），则

，取标称值C=220uF，耐压峰值计算为：

265*0.8*1.414*1.1=329V所以选择450V耐压足够。

4．漏极钳位保护电路

由瞬态电压抑制器P6KE200A和快速恢复二极管FR106组成，吸收在MOSFET关断时由高频变压器一次绕组产生的尖峰电压，保护MOSFET不损毁。

对于top系列开关电源漏极击穿电压为700V，感应电压Uor=135V典型值（常温小电流）。

实际高温大电流下关系为Ubm=1.4Uor为防钳位二极管对一次侧感应电压Uor也起到钳位作用，所选TVS钳位电压应按下式计算Ub=1.5Uor，同时需要考虑阻塞二极管VD的影响，留出20V电压余量，计算TOPSwitch-XX最大漏-源电压的经验公式Udmax=UImax+1.4*1.5*Uor+20V，即Umax=1.414*265+1.4*1.5*135+20=675V，所选P6KE200A耐压为200V，快速恢复二极管FR106为600V，因此符合要求。

5、输出滤波电路

隔离式开关电源的

约为输出电压的1%-2%，输出滤波电容器的纹波电流估算公式为

具体比例按输出滤波器的结构而定，例如使用一阶滤波器可取

，使用二阶滤波器可取

。

该辅助电源输出滤波电路皆基于二阶滤波设计。

在讲Co视作理想电容器，未考虑其等效串联电阻值RESR时，

→

→

若取RESR=0.1ohm的共性能电解电容，代入以上公式算出各路输出的最小滤波电容皆远小于所选电容，符合要求。

6、光耦合反馈电路

R5是IkA的限流电阻。

选取R5的原则是当输入电压为U1时保证Ika在1—100mA范围内，以便TL431能正常工作。

当输出电压U0升高时，取样电压VREF也随之升高，使Uref

反之，U0↓→UREF↓→UREF

这样循环下去，从动态的角度是U0趋于稳定，达到目的，如此同时光耦电流也随之变化，影响到偏置端及芯片C脚电流，调节占空比，从而调节输出电压。

7、输入过压/欠压保护电路

自动重启占空比为56%，频率抖动在+4kHz@132kHz，热关断在130°C至150°C，外部限流点30%-100%的限流点，芯片引脚L欠压检测阈值Iuv=50uA（2MΩ检测阻抗）。

过电压时电流为Iov=225uA。

则Uuv=Iuv*R=50uA*2M=100VUov=450V

8、外部极限电流设定

芯片引脚X是外部流限调节和远程开／关控制的输入引脚。

连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。

过电压时最大占空比Dmax随流入X端的电流Ix的增大而减小，当Ix从90uA增加到190uA时，占空比Dmax就从78%（对应100V）线性减低到47%（对应375v）。

调节失调或输出低于40v时，开关电压高于450V电压冲击时，top249关断。

9、芯片选择

因辅助电源输出路数过多，所以选用了两款变压器及开关电源芯片，Topswitch-249YN85-265VAC开放式典型输出功率180W和Topswitch-243YN85-265VAC开放式典型输出功率30W。

引脚功能，描述如下：

（1）.漏极（D）引脚：

高压功率MOSFET漏极引脚。

通过内部的开关高压电流源提供启动偏置电流。

漏极电流的内部流限检测点。

（2）.源极（S）引脚：

这个引脚是功率MOSFET的源极连接点，用于高压功率的回路。

它也是初级控制电路的公共点及参考点。

（3）.控制（C）引脚：

误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制。

与内部并联调整器相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。

也用作电源旁路和自动重启动／补偿电容的连接点。

Ic=6mA时对应的占空比为0%。

可以从下图中看到，控制端的电流工作范围。

（4）.外部流限（X）引脚（用于Y、M、E和L封装）：

外部流限调节和远程开／关控制的输入引脚。

连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。

过电压时最大占空比Dmax随流入X端的电流Ix的增大而减小，当Ix从90uA增加到190uA时，占空比Dmax就从78%（对应100V）线性减低到47%（对应375v）。

调节失调或输出低于40v时，开关电压高于450V电压冲击时，top249关断。

（5）.电压监测（L）引脚（仅限Y和M封装）：

是过压（OV）、欠压（UV）、降低DCMAX的线电压前馈、输出过压保护（OVP）、远程开／关和器件重置的输入引脚。

连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。

（6）.频率（F）引脚（用于TOP254-258Y及所有E和L封装）：

选择输入引脚：

如果连接到源极引脚则开关频率为132kHz，连接到控制引脚则开关频率为66kHz。

给开关电源的设计选择的是132Khz，可以有效的减小变压器的体积和电源的尺寸。

10、变压器设计

电路中涉及到的两款变压器所用的磁心材料均为Nicera公司的NC-2H软磁铁铁芯，骨架分别选用的是EEL19（5+5），ETD29（7+7）。

在高频变压器的设计，最常用的设计方法有两种：

一种为面积乘积法，也叫AP法，它是先求出磁芯窗口的面积Aw与磁芯有效面积Ae的乘积，AP=Aw*Ae，再按厂家给出的磁性参数选择相应磁芯。

另一种设计方法为几何参数法，也叫KG法，先求出几何参数，再查找磁芯。

该两款变压器采用面积乘积法推到出变压器匝数等其他参数。

设变压器的原边匝数为Np，原边绕组上的电压为Up；副边绕组的匝数为Ns，副边绕组上的电压为Us。

按照法拉第定律可得

，fs是开关工作频率（Hz）；Bw-工作磁感应强度（T）；Ae-磁芯的有效面积（m2）；Kf波形系数，表示波形的有效值与平均值之比。

此处取Kf=4。

（1）变压器T1-EEL19（5+5）的视在功率计算得：

PT=PO*（1+1/η）=15*（1+1/0.8）=33.75W

AP＝PT/（K0KfFSBWJ）=

取电流密度J=400A/cm2；fs=132KHz，Bw=0.247T，窗口使用系数K0=0.4，Kf=4得；AP=0.0162cm2

EEL19磁芯有效截面积Ae=24.5mm2，Aw=57.9mm2，则AP=0.1419cm2，因此远远符合要求。

由技术条件可得：

Uimin=85*0.8*1.414=96.2V

Iimax=15/0.8/96.2=0.195A

U1omax=15VU2omax=-15V

U3omax=5VU4omax=12V

I1omax=0.1AI2omax=0.1A

I3omax=2AI4omax=6mA

原边绕组裸线面积为Axp1=Iimax/J=0.1/4=0.025mm2Axp2=Iimax/J=0.1/4=0.025mm2Axp3=Iimax/J=2/4=0.5mm2Axp3=Iimax/J=0.006/4=0.0015mm2

原边匝数Np＝Uimin/（Kf*Fs*Bw*Ae）=96.2*104/（4.0**0.247*0.245）=30.1取Np=30匝

副边匝数Ns1=Np*Vomax/Vimin=30*15/96.2=5

Ns2=5Ns3=3Ns4=4副边绕组裸线面积Axs=Iomax/J=2/4=0.5mm2取Axs=0.5mm2

（2）变压器T2-ETD29（7+7）的视在功率计算得：

PT=PO*（1+1/η）=70*（1+1/0.8）=157.5W

AP＝PT/（K0KfFSBWJ）=

取电流密度J=400A/cm2；fs=132KHz，Bw=0.247T，窗口使用系数K0=0.4，Kf=4得；AP=0.0756cm2

ETD29磁芯有效截面积Ae=76mm2，Aw=97mm2，则AP=0.7372cm2，因此远远符合要求。

由技术条件可得：

Uimin=85*0.8*1.414=96.2V

Iimax=70/0.8/96.2=0.195A

U1omax=20VU2omax=20V

U3omax=20VU4omax=12V

U5omax=12VI1omax=0.1AI2omax=0.1A

I3omax=0.1AI4omax=5A

I5omax=6mA

原边绕组裸线面积为Axp1=Iimax/J=0.1/4=0.025mm2Axp2=Iimax/J=0.1/4=0.025mm2Axp3=Iimax/J=2/4=0.5mm2Axp3=Iimax/J=0.006/4=0.0015mm2

原边匝数Np＝Uimin/（Kf*Fs*Bw*Ae）=96.2*104/（4.0**0.247*0.76）=9.7取Np=10匝

副边匝数Ns1=Np*Vomax/Vimin=10*12/96.2=2

Ns2=5Ns3=3Ns4=4副边绕组裸线面积Axs=Iomax/J=5/4=1.25mm2，其他匝数以此类推。

DSP控制板：