D1
La
△」0
V10
Lc
VD11
V12
VD12
.A.
B
C
.0*
Ib
la
Ic
Lb
V11
N—
图2.6三相全桥VSF拓扑结构
图2.5和图2.6为三相半桥、全桥VSR拓扑结构，三相半桥VSF交流侧采用三
相对称的无中线连接方式，用六个功率开关器件构成，适用于三相电网平衡的系统，是一种普遍使用的PW整流器。
三相全桥VSF克服了前者在电网不平衡的时候容易发生故障的缺点，在公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥VSR而且通
过变压器连接三相四线制电网，但是其功率开关器件数量是前者的两倍，所以应用较少。
以上所介绍的是两电平拓扑结构应用于高压场合时，需要将多个开关器件串联在一起使用，或使用耐压等级较高的开关器件，以提高电压等级。
使用时，当开关频率不高时，谐波含量会相对增大。
而具有中点嵌位的三电平VSR拓扑结构采用二极管嵌位，获得交流输出电压为三电平，因此提高了耐压等级，降低了交流谐波电压、电流，改善了网侧波形品质。
第三章单向PWI整流结构及原理分析
3.1单相电压型桥式PW整流电路的结构
单相电压型桥式PW整流电路最初出现在交流机车传动系统中，为间接式变频电源提供直流中间环节，电路结构如图1所示。
每个桥臂由一个全控器件和反并联的整流二极管组成。
L为交流侧附加的电抗器，起平衡电压，支撑无功功率和储存能量的作用。
图1中ui（t）是正弦波电网电压；Ud是整流器的直流侧输出电压；us（t）是交流侧输入电压，为PW控制方式下的脉冲波，其基波与电网电压同频率，幅值和相位可控；iN（t）是PW整流器从电网吸收的电流。
由图1所示，能量可以通过构成桥式整流的整流二极管VD〜VD完成从交流侧向直流侧的传递，也可以经全控器件VT〜VT2从直流侧逆变为交流，反馈给电网。
所以PW整流器的能量变换是可逆的，而能量的传递趋势是整流还是逆变，主要视VT〜V吊的脉宽
调制方式而定。
d
图1单向PW整流电路结构图
因为PW整流器从交流电网吸取跟电网电压同相位的正弦电流，其输入端的
功率是电网频率脉动的两倍。
由于理想状况下输出电压恒定，所以此时的输出电流id与输入功率一样也是网频脉动的两倍，于是设置串联型谐振滤波器L2C2o,让其谐振输出电流基波频率的2倍，从而短路掉交流侧的2倍频谐波。
其中两倍谐波的计算方法是：
对于理想的PWM整流器，假定它们从交流电网吸取与网压同相位的正弦电流，及输入端为：
uN（t）=72Unsincot
（2-1）
iz（t）=JJlzSincot
在理想情况在输入功率Pn等于输出功率Pd即有：
（2-2）
2
PN（t）二izLuN（t）=2Un1nsint二UnIn（1—cos2t）
|_UN1N
1dmax'
Ud
=Pd（t）=id（t）Ud（t）（2-3）
从上式得出，电网的输入功率PN（t）是以2倍与电网的频率波动的，对于PWM整流器来说，其输出电压为恒定的，即Ud（t）=Ud，且满足Ud_、、2Un，因此输出电流为：
iN（t^_UN（t）UnIN（1-COS2；.-；t）UN1NUN1N
id（t）cos2t
Ud（t）UdUdUd
=1dmax—1dmaxCOS2“it（2-4）
其中由Idmax二哑得，输出电流同功率一样也存在一个2倍网频的脉动分
Ud
量，因此，在直流侧需要加一个滤波器，即在直流侧与负载之间接入一个由电感电容组成的滤波器。
3.2单相电压型桥式整流电路的工作原理
图2是单相PWI电压型整流电路的运行方式相量图，us1（t）设为交流侧电压US（t）的基波分量,i川⑴为电流iN（t）的基波分量，忽略电网电阻的条件下，对于基波分量，有下面的相量方程成立，即：
L」_
UN=UjLnIN1（2-5）
可以看出，如果采用合适的PW方式，使产生的调制电压与网压同频率，并且调节调制电压，以使得流出电网电流的基波分量与网压相位一致或正好相反，从而使得PW整流器工作在如图2所示的整流或逆变的不同工况，来完成能量的双向流动。
jwL斗In
（a）整流工况
图3.1单向电压型PW整流电路运行方式相量图假设整流时有：
（b）逆变工况
UN=UNmsin，t
调制波为：
Ug（t）二UgmSin（，t_「）
（2-6）
（2-7）
设Ucm为三角载波幅值；Us（t）为单极性SPW波，采用状态空间平均模型分析吗,
Us在一个开关周期内的平均值表示为:
Us
Ud
Ucm
Ugmsin（t-J=mUdsin（t-:
）
（2-8）
定义正弦脉宽调制比:
（2-9）
cm
（2-10）
并取:
Us1m-mUd
则根据相量图，相角表达式为:
=tan-1
N1LN
时能否使得交流侧获得高功率因数，此时有:
（2-11）
Usi=mUdsin（t—:
）Usi=mUdsin（・tJ
从相量图及式（8）可以看出为保持单位功率因数，通过脉宽调制的适当控制，在不同的负载电流下，使向量端点轨迹沿直线AB运动。
同理也能得到逆变工况下的运行条件，这里不再赘述3.3单向电压型PWM8流电路工作过程分析
（1）工作模式1：
T1（D1）、T3（D3）或T2（D2）、T4（D4）导通时，即下桥臂开关或上桥开关全部导通，此时Uab=0，负载消耗的能量由电容C提供，直流电压通过负载RL形成回路释放能量，电压下降。
同时，电源un两端直接加电感Ls上,当un>0时，即un处于正半周，电感中电流is上升，T3和D1导通或者T2和D4导通，只要T2、T3中的一个导通即可下如图；
当Un<0时，即un处于负半周，电感中电流is下降，T1和D3导通或者T4和D2导通，只要T1、T4中的一个导通即可如图，这两种状态使电感储存能量，并满足关系式（2-12）：
dis
un=Ls-isR（2-12）
dt
（2）工作模式2：
T1（D1）、T4（D4）导通时，此时Uab二％储存在电感Ls中的能量
逐渐流向负载R和电容C上，电流is下降，通过D1和D4形成回路，且T2、T3同时关断。
直流侧电流id一方面给电容C充电，使得直流电压Uc上升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过电容形成低阻抗回路；另一方面给负载R提
供恒定的电流id，并满足关系式（2-13）：
Un=Ls~~*isRUab
dt
Uab
Uc
（2-13）
（3）工作模式3：
T2（D2）、T3（D3）导通时，此时Uab储存在电容C中的能
量逐渐流向负载L和电感Ls上，电流is上升，通过D2和D3形成回路，且T1、
T4同时关断。
并满足关系式（2-14）:
dis丄.丄
UN-LsisRUab
dt
Uab〒_Uc（2_14）
在任意瞬间，电路只能工作于上述开关模式中的一种。
在不同时区，可以工■
作于不同模式，以保证输出电流is的双向流动，即实现能量双向流动。
从单相工作原理可以看到当电容充电时，主要依靠IGBT并联的二极管工作，输入电感释放能量，输入电流变化取决于输入电压正负；当电容放电时，主要依靠IGBT本
身和二极管工作，输入电感储存能量，输入电流的变化同样取决于输入电压正负。
这是Boost型电路拓扑和IGBT所决定的工作方式。
采取正弦PWM方式对全控开关器件T1~T4进行控制，则在全控桥的交流输入侧可以产生一个正弦调制PWM波Uab忽略高次谐波的影响，则Uab中只含有和被调正弦信号波同频率且与幅值成比例的基波分量，即由于电感Ls的滤波作用，
使得高次谐波对网侧电流is的影响很小。
在这种理想情况下，is为与网侧电源电压Un同频率的正弦波。
若网侧电源电压Un不变，由电路结构可知，is的幅值和相位仅由Uab中的基波分量Uabi的幅值及其与电压Un的相位差决定，控制中基波电压U^i的幅值和相位即可控制整流器功率的流向和功率因数角，如图2.1
所示。
因此，电压型PWM整流器既可以运行在整流状态，也可以运行在逆变状^态0
第四章两电平整流器原理与数学模型
单相电压型两电平PWI整流器主电路如图2_1所示，网侧漏感1#起传递和储存能量，抑制高次谐波的作用；支撑电容G起抑制高次谐波，减少直流电压纹波的作用；电感12和电容C2形成串联谐振电路，用于滤除电网的2次谐波分量。
把开关器件（这里采用IGBT）视为理想开关元件，定义理想开关
函数义和义.从而得到如图2-2所示简化等效电路。
S"导通关断
Sm关断』3导通
兀导通d址关断
S*关歯hs垂导通
图2-i两电平PWM整流器主电路
由于上桥臂与下桥臂不能够出现直通，则
图2-2两电平PWM整流器等效电路
杯与《S2U、？
人与不能同时导通和
关断，驱动信号应该互补。
PWM整流器网侧输入端电压《a6取值有0、-1人三种电平,有效的开关组合有22=4种，即W=00、01、10、11四种逻辑，贝UPWM整流器输入端
电压Ufl6关系：
（2-2）
则由式（2-2）,系统的瞬时等值电路如图2-3所示:
LNRN
图2-3瞬时等值电路
由图2-3可见，通过不同的控制方法适当调节的大小和相位，就能控制输入电流的相位以控制系统功率因数；同时控制输入电流的大小以控制传入功率变换的能量，也就控制了直流侧输出电压。
因此，通常釆用电压外环和
电流内环相结合的双闭环控制方式。
此等值电路的电压矢量平衡方程为：
Un=L“-+RNN+uab（2-3）
at
对应于四个开关的不同工作状态，电路共有以下三种工作模式：
工作模式1:
H=00或11,即下桥臂开关或上桥臂开关全部导通，则此时=0,电容Crf向负载供电，直流电压通过负载形成回路释放能量，直流电压下降，因此，为了保证直流侧电压的稳定，工作模式1的导通时间比较短，这也是在空间电压矢量调制中，两个零矢量的作用时间要比其他六个矢量的作用时间短的原因。
另一方面，网侧电压&两端电压直接加在电感上，对电感充、放电。
此时对应的电压矢量平衡方程如下（忽略等效电阻的影响）：
UN-Ln&（2-4）
at
工作模式2:
SA*=01，等效电路如图2-4（a）所不，则。
<0,.电流流向与电流&的参考方向相反，因此对电感充电储能，电感电流&上升,可以看出,当网侧电压％<0时，直流侧电压！
A>0，可以维持原来的恒定状态。
此时
电容形成低阻抗回路；另一方面给负载提供恒定的电流。
此时对应的电压矢
量平衡方程如下：
JdiN
lN~a=uN〜Udc
（a）SASB=01时的等效电路
对应的电
+udc
压矢量平衡方程如下:
（2-5）
工作模式3:
W=10，等效电路如图
2-4（b）所示，贝iJm#=UdcdUN>0,储存
在电感中的能量向负载和电容G释放，电感电流G下降，一方面给电容充使得直流电压上升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过
图2-4不同开关模式下的等效电路
（2-6）
在任意时刻，PWM流器只能工作在上述三种模式中的一种状态下，在
不同的时区，通过对上述3种开关模式的切换，保持直流侧负载电压的稳定和负载电流/。
的双向流动，也即实现能量的双向流通。
由图2-1所示主电路结构可知，网侧串入一电感元件形成Boost电路的拓扑结构，使得直流侧输
出电压大于网侧电压峰值。
假设开关管为理想模型，在换相过程中没有功率损失和能量储存，则交侧与直流侧瞬时功率应当相等。
即：
（2-7）
uJs=Udciq
又由式（2-5）:
uab~（Sa-H可得:
又由等效电路的拓扑结构可得:
（2-
-Sb、iN
dt°Rl
92-
:
警・（sn養u
（2-10）
将式（2—）、（2-8）代入式（2—），得式（2TO）所示两电平PWM流器的主电路数学模型，其中为二次滤波电容C2上的电压。
第五章两电平整流器控制策略仿真
CRH1CRH5动车组脉冲整流器主电路均采用如图2-1所示的两电平桥式
PW整流电路结构。
为了减少网侧输入电流谐波，减轻对电网的干扰，二者均采用PW整流器二重化结构。
仿真参数设置如下：
网侧电压W-900V频率为50Hz网侧漏感=2.3mH,等效电阻/?
#=（）.003Q;中间直流环节电压给定值j4=1650V中间直流环节支撑电容Cf=8mF,二次滤波电容C3=3mF,二次滤波电感4=0.841#;负载电阻&=20Q开关频率f=1250Hz
5.1.1瞬态电流控制仿真
根据第三章所述的瞬态电流控制原理，搭建控制系统仿真模型如图4-1
所示，图4-2所示为给定电流计算子模块：
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图4-1瞬态电流控制系统仿真模型
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图4-2给定电流计算模块:
（1）当机车处于牵引状态，即整流器处于单位功率因数整流状态时的仿真波形
如下所示：
图4-3为直流侧没有二次滤波环节的图形，图4-4为直流侧有二次
滤波环节的图形。
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（a）网侧电压和电流的波形
（a）网侧电压和电流的波形
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（b）网侧输入端Uab的波
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（b）网侧输入端Uab的波
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形
（c）直流侧电压波形
（G）直流侧电压波*m--
coADOMOnno
rrequency[nz）
Q_丄_——|
4A0040
Frequency（Hz）
（d）网侧电流谐波分析图4-3
（d）网侧电流谐波分析图
无二次滤波环节的仿真波形
4-4有二次滤波环节的仿真波
⑵为了分析控制系统的动态响应特性，在t=2s时，负载
侧加入=3300V的反电动势，模拟机车从牵引工况切换到再生制动工况的工作过程，也即PWh整流器由单位功率因数整流状态
向逆变状态转换的过程。
<£繼于牽旺.2000
t1500
3
i
ft900
005
（a）网侧电压和电流波形
（b）直流侧电压波形
图4-5牵引工况向再生工况切换的仿真波形
瞬态电流控制仿真分析：
由网侧电压、电流波形可知：
网侧电压与电流波形在整流时基本上同相
位，而再生制动时相位刚好相反，即可以实现
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