可控硅直流调速系统.docx
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可控硅直流调速系统
可控硅直流调速系统
（电气综合课程设计）
学校：
桂林电子科技大学
院系：
机电工程学院
指导老师：
高鹏
姓名：
学号：
08
前言-----------------------------------------------------3
第1章课程的设计和要求
1.1主要性能指标-----------------------------------------4
1.2设计要求----------------------------------------------------4
1.3已知条件----------------------------------------------------4
第2章系统的原理与方案选择
2.1直流电动机调速的原理----------------------------------5
2.2直流调速系统用的可控直流电源------------------------5
2.3直流调速系统控制部分的选择----------------------------8
第3章双闭环调速系统论述
3.1系统的结构-------------------------------------------------9
3.2系统的动态数学模型--------------------------------------11
第4章用工程设计方法设计双闭环直流调速系统
4.1主要装置的选用和参数的计算----------------------------12
4.2电流调节器的设计-----------------------------------------14
4.3转速调节器的设计-----------------------------------------17
4.5整机电路图-------------------------------------------------20
第五章总结----------------------------------------------21
参考文献------------------------------------------21
前言
电机自动控制系统广泛应用于机械，钢铁，矿山，冶金，化工，石油，纺织，军工等行业。
这些行业中绝大部分生产机械都采用电动机作原动机。
有效地控制电机，提高其运行性能，对国民经济具有十分重要的现实意义。
20世纪90年代前的大约50年的时间里，直流电动机几乎是唯一的一种能实现高性能拖动控制的电动机，直流电动机的定子磁场和转子磁场相互独立并且正交，为控制提供了便捷的方式，使得电动机具有优良的起动，制动和调速性能。
尽管近年来直流电动机不断受到交流电动机和其它电动机的挑战，但至今直流电动机仍然是大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制首选。
因为它具有良好的线性特性，优异的控制性能，高效率等优点。
直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。
本文中所用到的晶闸管于1957年问世，它是一种大功率半导体可控整流元件，俗称可控硅整流元件，简称“可控硅”，20世纪60年代起就已生产出成套的晶闸管整流装置。
晶闸管问世以后，变流技术出现了根本性的变革。
目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管－电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。
本次设计的主要任务就是应用自动控制理论和工程设计的方法对直流调速系统进行设计和控制，设计出能够达到性能指标要求的电力拖动系统的调节器。
第1章课程的设计和要求
1.1主要技术指标
（1）静态：
无静差
（2）动态：
电流超调量≤5%
1.2设计要求
（1）选择可控硅直流电动机调速系统的方案。
（2）主回路参数计算选择。
（3）控制系统设计
1.3给定条件
直流电机的参数：
Zz=22,Ped=1.1kw,Ued=220V,Ied=6.5A,
ned=1500r.p.mUs=220V
励磁方式：
他励
直流测速发电机：
Ped=22W,Ued=110V,Ied=220mA,ned=2000p.m
定额：
连续。
第2章系统的原理与方案选择
2.1直流电动机调速的原理
根据直流电机转速方程
（1-1）
式中n—转速（r/min）；U—电枢电压（V）；I—电枢电流（A）；R—电枢回路总电阻（Ω）；
—励磁磁通（Wb）；Ke—由电机结构决定的电动势常数。
由式（1-1）可以看出，有三种方法调节电动机的转速：
（1）调节电枢供电电压U；
（2）减弱励磁磁通Φ；
（3）改变电枢回路电阻R。
对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。
改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（即电机额定转速）以上作小范围的弱磁升速。
因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主。
2.2直流调速系统用的可控直流电源
变压调速是直流调速系统的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源。
常用的可控直流电源有以下三种：
（1）旋转变流机组——用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。
如图2-1。
图2-1旋转交流机组
（2）静止式可控整流器——用静止式的可控整流器，以获得可调的直流电压。
如图2-1。
图2-2静止式可控硅整流器，即V-M系统
（3）直流斩波器或脉宽调制变换器——用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，以产生可变的平均电压。
图2-3直流斩波器
图2-4脉宽调制变换器
晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。
晶闸管可控整流器的功率放大倍数在10000以上，其门极电流可以直接用晶体管来控制，不再像直流发电机那样需要较大功率的放大器。
在控制作用的快速性上，晶闸管整流器是毫秒级，这将大大提高系统的动态性能。
因此，在这里选用可控硅直流调速方法。
可控硅整流调速装置的接线方式有单相半桥式，单相全控式，三相半波，三相半控桥和三相全控桥式。
各种方式适应于各种不同调速范围和控制要求的电动机。
可控硅调速系统用的各种接线方式和技术参数见下表。
接线方式
功率范围
调速范围
平均失控时间Ts
输出波形
单相半控桥
1KW以下
10：
1以下
10ms
差
单相全控桥
4KW以下
10：
1以下
5ms
差
三相半波
100KW以下
10：
1以下
3.33ms
比单相好
三相半控桥
100KW以下
10：
1以下
3.33ms
较好
三相全控桥
100～1000KW以下
100:
1以下
1.67ms
好
从上表可知三相全控桥的调速范围大，失控时间小，输出波形好，故选用三相全控桥式整流装置,其电路图如图2-5
图2-5可控硅三相桥式整流装置
2.3直流调速系统控制部分的选择
由于设计要求无静差调速，电流超调量≤5%，因此可以选择转速，电流双闭环控制直流调速系统。
其中采用转速负反馈和PI调节器的直流反馈调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差，而速度反馈保证系统的较高动态性能，例如：
要求快速起制动，突加负载动态速降小等等。
其系统的组成框图如图2－6所示。
图2-6双闭环直流调速系统设计总框架
第3章双闭环调速系统论述
3.1系统的结构
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。
二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图3－1所示。
起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈。
稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。
图3-1转速、电流双闭环直流调速系统结构
ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机
TA—电流互感器UPE—电力电子变压器Un*—转速给定电压
Un—转速反馈电压Ui*—电流给定电压Ui—电流反馈电压
为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，所以对于系统来说，PI调节器是系统核心，必须掌握其性能，其原理图如图3-2：
图3-2.PI调节器
输入与输出的关系：
PI调节器的工作过程：
当输入电压突然加上时，电容C相当于短路，这时便是一个比例调节器。
因此，输出量产生一个立即响应输出量的跳变，随着对电容的充电，输出电压逐渐升高，这时相当于一个积分环节。
只要
，U0将继续增长下去，直到
时，才达到稳定状态。
这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于下图3-3。
图3-3双闭环直流调速系统电路原理图
图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。
同时图中表出，两个调节器的输出都是带限幅作用的。
转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。
3.2系统的动态数学模型
双闭环调速系统的实际动态结构框图如图3-4所示，它包括了电流滤波，转速滤波和给定信号的滤波环节。
其时间常数分别为Toi和Ton。
图3－4双闭环调速系统的动态结构图
图中WASR（s）和WACR（s）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。
第4章用工程设计方法设计双闭环直流调速系统
4.1主要装置的选用和参数的计算
4.1.1整流装置的参数
可控硅整流装置选用三相桥式，整流变压器△/Y联结,二次线电压∪21=230V,内阻R=0.5
电压放大系数KS=40。
直流电源给定值±7.5V。
4.1.2电流互感器的选取
考虑电机允许过载倍数为1.5倍，两个给定电压的最大值为7.5V，选电流互感器TA的电流反馈系数β=7.5/1.5IN=0.769V/A。
4.1.3转速反馈环节的反馈系数和参数
转速反馈系数α包含测速发电机的电动势Cetg和其输出电位器RP2的分压系数α2，即
α＝α2×Cetg
根据测速发电机的额定数据，有
Cetg=
Vmin/r=0.055Vmin/r
试取α2＝0.085，如测速发电机与主电动机直接相连，则在电动机最高转速1500r/min时，转速反馈电压为
Un=α2Cetg×1500r/min＝0.085×0.055×1500＝7.0125V
稳态是△Un很小，Un*只要略大与Un即可，现在直流稳压电源为±7.5V，完全能够满足给定电压的需要，因此，取α2＝0.085是正确的。
于是，转速反馈系数的计算结果是
α＝α2×Cetg＝0.085×0.055＝0.0047Vmin/r
4.1.4电位器RP2的选取
为了使测速发电机的电枢电压降对转速检测信号的线性度没有显著的影响，取测速发电机转速输出最高电压时，其电流约为额定值的20％，则
RRP2=
=1875Ω
此时RP2消耗的功率为
W＝nCetg×0.2Itg＝0.055×1500×0.2×0.22＝3.36W
为了不致使电位器温度很高，实选电位器的瓦数应为所消耗功率一倍以上，故可将RP2选为10W,1.5KΩ的可调电位器。
4.1.5平波电抗器
按工程计算公式选取平波电抗器，对于三相桥式整流电路其电感量计算公式为
L=0.693U2/Idmin
取Idmin=10％Ied=0.1×6.5=0.65A
U2=U2l/1.732=230V/1.732=132.8V
则
L=0.693U2/Idmin=141.585mH
4.1.6直流电动机参数的计算
按经验公式估算直流电动机的内阻
=5.207
电枢回路的电阻
R=Ra+R=5.207+0.5=5.707
电磁时间常数
Tl=L/R=141.585/5.707=0.0248S
电机参数的计算
Ce=
=0.1241Vmin/r
Cm=9.55Ce=1.1852Vmin/r
电机时间常数
Tm=
=1.036S
4.2电流调节器的设计
4.2.1电流环结构图的简化
首先在按动态性能设计电流环时，因其变化较慢，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即∆E≈0。
其次，如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i（s）/β，最后，由于Ts和T0i一般都比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为
T∑i=Ts+Toi
简化的近似条件为
电流环结构图最终简化成图
图4－1等效后的电流环结构框图
4.2.2电流调节器结构的选择
从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-4可以看出，采用I型系统就够了。
从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调（本系统要求
5%），以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的和时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。
图3-4表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成
式中Ki—电流调节器的比例系数；
τi—电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
则电流环的动态结构图便成为图4-2所示的典型形式
图4－2校正成典型I型系统的电流环
其中，
上述结果是在一系列假定条件下得到的，假定条件归纳如下，用于校验。
1）电力电子变换器纯滞后的近似处理
2）忽略反电势变化对电流环的动态影响
3）电流环小惯性群的近似处理
4.2.3电流调节器的参数计算
按表1，三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s
电流滤波时间常数Toi。
三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms，为了基本虑平波头，应有（1～2）Toi=3.3S,因此取Toi＝0.002S。
电流环小时间常数之和T。
按小时间常数近似处理，取T∑i=Ts+Ti=0.0037S。
检查对电源电压的抗扰性能：
=6.70，参照典型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。
电流调节器超前的时间常数：
τi=Tl=0.0248S
电流开环增益：
要求σi≤5％时，可按西门子Ⅰ型“最佳整定”的方法进行整定，则有KIT=0.5,因此
KI＝
=135.1S-1
于是ACR的比例系数为
Ki＝KIτiR/KSβ＝0.6211
校验近似条件：
电流环截止频率：
ωci=KI=135.1
（1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件：
1/3Ts=1/3*0.0017=196.1s-1>ωci
满足近似条件。
（2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：
＝18.7s-1<ωci
满足近似条件。
（3）电流环小时间常数近似处理条件：
=180S-1>ωci
满足近似条件。
电流调节器如图4-3，按所用运算放大器取R0＝40KΩ,各电阻和电容的值为
Ri=KiR0=0.4653*40=18.612KΩ,取18KΩ
Ci=
=1.67uF，取2.0uF
Coi=
=0.2uF，取0.2uF
图4-3电流调节器
按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为σi=4.3%<5%，满足设计要求。
4.3转速调节器的设计
4.3.1转速调节器结构的选择
用电流环的等效环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如下图4-4所示：
图4-4转速环的动态结构框图和其简化
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n（s）/α，再把时间常数为1/KI和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为
式中Kn—转速调节器的比例系数；
τn—转速调节器的超前时间常数。
这样，调速系统的开环传递函数为
令转速环开环增益为
则
校正后的系统结构如图4－5：
上述结果是在一系列假定条件下得到的，假定条件归纳如下，用于校验。
1）电流环传递函数简化条件
2）转速环小时间常数近似处理条件
4.3.2转速调节器的参数计算
转速调节器的参数包括Kn和τn。
按照典型Ⅱ型系统的参数关系：
而，因此
电流环时间常数
1/KI=2T∑i×0.0037S＝0.0074S
转速滤波时间常数Ton，可根据测速发电机纹波情况取Ton＝0.01S。
转速环小时间常数T∑n。
按小时间常数近似处理，取
＝0.0074+0.01＝0.0174S
按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，，则ASR的超前时间常数为
＝5×0.0174＝0.087S
转速开环增益
＝396.4S-2
ASR的比例系数为
＝145.5
校验近似条件：
转速环截止频率为
ωcn=KNτn=396.4×0.087＝34.5S-1
（1）电流环传递函数简化条件为
＝63.7S-1>ωcn，满足简化条件。
（2）转速环小时间常数近似处理条件为
＝38.7S-1>ωcn,满足近似条件。
转速调节器如图4-6，计算电容和电阻：
取R0＝40KΩ,则
Rn=KnR0=144.9×40＝5796，取6MΩ
Cn=τn/Rn=0.0145uF,取0.01uF
Con=
=1uF,取1uF。
图4-6转速调节器
4.4整机电路如图4-7
图4-7整机电路图
第五章总结
上面详细介绍了用工程设计法设计可控硅的直流调试系统的基本方法，以和了解如何根据给定的指标计算调节器的参数的过程。
在设计过程中涉和了电路分析、电力电子、电机学和模拟电子等多门学科和课程，在不断的查阅和参考书本时，使得以前学过的知识得到了应用与巩固。
加深直流调速技术相关知识的了解与应用，提高了电力拖动控制和电力电子技术实等技能，以期达到综合电气设计水平。
虽然其中也遇到了很多困难，比如查阅的资料和自身知识的欠缺，以和对系统设计的经验不足等种种困难，但是在郭福力老师指导以和同学们的帮助下，克服困难，并最终完成了老师交给的任务。
在此对他们表示不尽的感谢和深深的敬意。
参考文献
【1】艾维超，电机学（上，下册），北京：
机械工业出版社，1991年郭世明，
【2】顾绳谷.电机和拖动基础.2004.机械工业出版社.第三版
【3】陈伯时.电力拖动自动控制系统.机械出版社.2005.第三版
【4】秦继荣，沈安俊.现代直流伺服控制技术和其系统设计.机械工业出版社.1999.第一版
【5】黄念慈.电力电子技术基础.西南交通大学出版社.2002.第一版
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