微波技术第三章TEM波传输波图文.docx

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微波技术第三章TEM波传输波图文

微波技术第三章TEM波传输波-图文

第三章TEM波传输波

低频传输线由于工作波长很长，一般都属“短线”范围，分布参数效应均被忽略，它们在电路中只起连接线的作用。

因此在低频电路中不必要对传输线问题加以专门研究。

当频率达到微波波段以上，正象我们在上章所述那样，分布参数效应已不可忽视了，这时的传输线不仅起连接线能量或信息由一处传至另一处的作用，还可以构成微波元器件。

同时，随着频率的升高，所用传输线的种类也不同。

但不论哪种微波传输线都有一些基本要求，它们是：

（1）损耗要小。

这不仅能提高传输效率，还能使系统工作稳定。

（2）结构尺寸要合理，使传输线功率容量尽可能地大。

（3）工作频带宽。

即保证信号无畸变地传输的频带尽量宽。

（4）尺寸尽量小且均匀，结构简单易于加工，拆装方便。

假如传输线呼处的横向尺寸、导体材料及介质特性都是相同的，这种传输线就称为均匀传输线，反之则为非均匀传输线。

均匀传输线的种类很多。

作为微波传输线有平行双线、同轴线、波导、带状线以及微带等等不同形式。

本章将对几种常用的TEM波传输线作系统论述。

§3-1双线传输线

所谓双线传输线是由两根平行而且相同的导体构成的传输系统。

导体横截面是圆形，直径为d，两根导体中心间距为D，如图3-1-1所示。

图3-1-1平行双线传输线

一、电磁场分布

关于双线上的电压、电流分布规律，已在前章详细讨论过。

本章将给出沿线电场和磁场的分布。

电磁波在自由空间是由自由自在地传播着，电、磁场在时间上保持同相位，而在空间上是相互交并垂直于传播方向，如图3-1-2所示。

若电磁波沿传输线传播，就要受到传输线的限制和约束。

在双线传输线上流有交变的高频电流，因而导线上积累有瞬变的正负电荷。

线上电磁场可用下式表示（向+z方向传播的行波）

（3-1-1）

图3-1-2自由空间电磁波的传播

（3-1-2）

式中，

、

分别代表电、磁场的振幅值，它们的相互关系是

（3-1-3）

称为波阻抗。

图3-1-3双线上的电磁场分布

二、特性阻抗

根据前章讨论可知，利用表2-1-1和式（2-2-25），可求得双线传输线的特性阻抗为

（3-1-4）

若双导线周围介质为空气，则只须将

代入上式即可。

双线的特性阻抗一般为250~700

Ω，常用的是250、300、400和600Ω几种。

三、传输特性

由式（2-2-26）可知，传输线上波的传播常数情况下是一个复数。

若线路损耗可忽略不计，即

，则

，于是

，就是说在一般

（3-1-5）

若计及线路损耗，则需要分别按式（2-2-28a）、（2-2-28b）求出由电磁理论知，双导线单位长度的表面电阻为

、

。

（3-1-6）

将上式代入式（2-2-28a）可求得双线的导体衰减常数

（3-1-7）

式中，

、

分别为导体的导电率和导磁率。

代入式（2-2-28b）可求得介质衰减常数

（3-1-8）

由表2-1-1查得双线的

式中，为导体间填充介质不理想时的漏电电导率，长，为介质极化损耗角正切。

于是双导线总的衰减常数为

为介质中波

（3-1-9）

至于相移常数，当、

，即损耗不大时，仍可利用式

（3-1-5）计算，即

平行双线是最简单的一种传输线，但它裸露在外，当频率升高时，将出现一系列缺点，使之失去实用价值。

这些缺点是：

（1）趋肤效应显著由于电流趋肤深度与频率的平方根成正比，因而随频率增高，趋肤深度减小，电流分布愈集中于表面，于是电流流过导体的有效面积减小，使得导线中的热损耗增大。

（2）支撑物损耗增加在结构上为保证双导线的相对位置不变，需用介质或金属绝缘子做支架，这就引起介质损耗或附加的热损耗。

由式（3-1-8）可见，与

成正比，即随频率的升高，介质损耗将随之增大。

（3）辐射损耗增加双导线裸露在空间，随着频率的升高，电磁波将向四周辐射，形成辐射损耗。

这种损耗也随频率的升高而增加。

当波长与线的横向尺寸差不多时，双线基本上变成了辐射器，此时双线已不能再传输能量了。

上面提到的金属绝缘子是用来做支架的

终端短路线，如图3-1-4所示。

此

时由主传输线向“支架”看进去的输入阻抗很大（理想情况为无限大），因此，它对于传输线上的电压和电流分布几乎没影响。

它相当于一个绝缘子，因它是金属材料做成的，故称其为金属绝缘子。

图3-1-4

既然双线上传输的是TEM波，故又称其为无色散波传输线。

其截止频率止波长

）。

（截

短路线支架

§3-2同轴传输线

同轴线也属双导体传输系统。

它由一个内导体和与它同心的外导体构成，内、外导体半径分别为a、b，如图3-2-1所示。

同轴线又有硬同轴和软同轴之分，后者即所谓的同轴电缆，其内填充低损耗的介质材料。

一、同轴线中的主模式

1．同轴线中的场分布为求解同轴线内的场分布，我们选用圆柱坐标系，如图3-2-2所示。

图3-2-1同轴线图3-2-2同轴线圆柱坐标系

同轴线中传输的主模式是TEM波。

在这种情况下，电、磁场只分布在横截面内，无纵向分量。

因此得到沿纵向（z向）传播的场量为

（3-2-1）（3-2-2）

设在内导体上有一恒定电流I流过，则它将在内、外导体之间建立起轴对称的环形静磁场。

令距中心为r处的磁场为，则根据安培环路定律有

其矢量式为

（3-2-3a）

因同轴线中传输的是TEM波，横截面中的电场与磁场正交，且其振幅比值为一常数，称为波阻抗，即

（3-2-4）

于是

（3-2-3b）

将式（3-2-3a）、（3-2-3b）代入式（3-2-1）、（3-2-2）中，即得到同轴线中的主模式TEM波的行波解为

（3-2-5）

（3-2-6）

按式绘出同轴线中的主模式TEM波的场分布，如图3-2-3所示。

图3-2-3同轴线中TEM模式的场分布

由图中可见，对于同轴线中的主式TEM波，电场仅存在于内外导体之间且呈辐射状。

磁场则配置在内外导体之间，形成以内导体为中心处处与电场正交的磁力线环（图中虚线所示）。

在无反射情况下，沿轴线方向，电场与磁场均以行波方式在传输线上传输。

2．传输功率

和双线传输线一样，它们传输的都是无色散的TEM波，因而通常的电压、电流仍有意义。

按照定义，电压是内外导体间电场的线积分，电流则是导体表面纵向电流线密度的积分，因此沿轴向（z向）传输的行波电夺和电流分别为

（3-2-7）

（3-2-8）

显然二者之比即为其特性阻抗

（3-2-9）

若同轴线内填充介质

，则其特性阻抗应为

（3-2-10）

关于这一点，也可由前章表2-1-1给出同样的结果。

由表查得

，于是

，

与式（3-2-10）比较结果完全相同，同轴线的特性阻抗一般为40~100Ω，常用的是50、75Ω两种。

这样，在行波状态下，同轴线上能过的平均传输功率P为

（3-2-11）

设

为击穿电压强度。

在同轴线中击穿将首先发生在内导体的外表面

（）上，因为此处电场最强，根据式（3-2-4）可求得该处的最大场强幅值为

或改写成

（3-2-12）

将上式代入式（3-2-11）就得到同轴线在行波状态下的最大传输功率为

（3-2-13）

当同轴线填充介质

时，可传输的最大功率用下式表示

（3-2-14）

空气的击穿场强为

。

以便同轴线为便，设其内外导体半

径分别为1.5mm和3.5mm，则由式（3-2-13）算得最大可传输功率——即其功率容量为143kW。

若改用内外导体半径分别为3.5mm和8mm的硬同轴线，则其功率容量为760W。

对比可知，后一种同轴线（大尺寸）较前一种功率容量大5.3倍。

二、同轴线中的高次模式

在同轴线中，我们只希望传输主模TEM波，这时截止频率

但当传播频率增高时，波长随之缩短，同轴线的横截面尺寸（a和b）与波长可以比拟了。

这样，同轴线内的任何微波变化，例如内外导体的同心度不佳，或圆形尺寸因加工不良出现的椭圆度，抑或内外导体上出现的凹陷或突起物，都将引起反射，并随之出现场强的轴向分量，高次模式的边界条件建立了起来，就是说，高次模将伴随主模式传播了。

换言之，除了主模式TEM波外，在同轴线上还可能存在无穷多个色散的高次模式，包括横电波（

）和横磁波（

）。

。

关于这些高次模式的场方程的导出，这里从略。

我们只给出用近似方法计算出来的一些位于最前面的几个高次模式的场结构，如图3-2-4所示。

在这些高次模式中，截止波长是长（截止频率最低）的是确保同轴线中主模TEM波的单模传输，只要使模式就全部截止了，就是说在第一高次模式（高次模的截止波长可近似表示成下式

（3-2-15）

波。

因此为

波截止，则其余所有的高次）截止频率以下，仅只传输

主模TEM波，但当高过该频率时，第一高次模式将产生并将传送它的能量。

第一

若同轴线是由介质材料填充，则该方程必须乘以相对介电常数的平方根，即

（3-2-16）

实际上的截止波长近似等于画在内外导体之间的中间圆周的长度。

如图3-2-5所示。

令中间圆周的半径为，它与a、b的关系是

图3-2-4同轴线中的高次模

则中间圆周长度为

式（3-2-15）的近似条件是作波长必须满足

。

该公式的精度为8%。

因此，为有效地抑

制高次模，保证主模TEM波的单模传输，常引入一保险系数，即要求同轴线的工

（3-2-17）

图3-2-5同轴线横截面尺寸

由式（3-2-13）知道，使用大尺寸的同轴线，损耗变小，功率容量可大大增加。

但是，同轴线尺寸的增大受到第一高次模的截止频率的限制。

例如，示于图3-2-6中的7mm空气同轴线的截止波长为

换算出该截止频率为

其特性阻抗为

这就说明了为什么7mm、50Ω的空气同轴线通常规定工作到18GHz的原因。

图3-2-67mm空气轴线尺寸

此外，传输线中的不连续性也将产生高次模。

通常高次模并不传送能量而是以指数律衰减掉，但它们仍会在不连续处产生干扰，出现某些不希望有的困难。

故应尽量不出现突变点或设法抵消因突变而带来的不利影响。

高次模式的衰减因子可用下式计算

（3-2-18）

式中，

为工作波长，

为某高次模式的截止波长，它们均以厘米为单位。

三、同轴线中的障碍物

前文曾指出过，随着频率的升高则介质损耗引起衰减愈来愈严重。

为降低损耗，常用精密的空气同轴线。

为保持内、外导体的同心度，必须有支撑物。

在各种空气同轴线中使用不同的支撑方法。

1．介质支杆

介质支杆多用低介电常数、低损耗的塑料或陶瓷制成。

这种支杆将产生反射，所以必须妥善设计，以减小反射。

常用的有以下几种支撑方法。

（1）

支杆

利用

长度的介质垫圈把中心导体支撑在外导体中，如图3-2-7所示。

长度介质填充的同轴线将有不同于空气同轴线的特性阻阻抗变换特性”可知两端不连续性的性质相反，故垫圈两端

在这种结构中，由

，根据“

抗，垫圈的两端均将产生反射。

但由于垫圈两端的不连续性有相同的大小，相距的反射将彼此抵消。

图3-2-7

为保持固定的特性阻抗，常用镶嵌的办法，如图3-2-8所示。

图中三种结构是把垫圈分别镶嵌在中心导体、外导体或内外导体之中。

介质垫圈的长度仍为

。

空气同轴线之特性阻抗为

支杆（垫圈）

含介质一段的同轴线之特性阻抗为

式中，垫圈的这种

、分别代表三种镶嵌结构中含介质一段同轴线的内、外导体半径。

选定后，可根据选定的或使，这是完全可以办到的。

介质支杆，是窄带或单频类型的结构，当频率改变时垫圈长茺不

再等于中心波长的1/4，因而不连续性的抵消将不完全。

为此可采用三个支杆组来实现宽带结构。

图3-2-8三种镶嵌垫圈的方法图3-2-9三个

线）

2．

支杆组

支杆组频率特性（虚

这种结构如图3-2-9所示。

它是由三段支杆组成的，中间一段是完全填充介质的同轴线，令其特性阻抗为特性阻抗为

；旁边两段则是部分介质填充的同轴线，令其

，则它们间的关系应满足

。

设空气同轴线的特性阻抗为

（3-2-19）

很明显，在中心频率时（即（设右端是匹配的）。

经过点c到点d又经过一段

），由图3-2-9a点向右看的输入阻抗为的变换到达b点，其等效阻抗为

。

再从

，则好同中间一段匹配，因此c点的等效阻抗也为

的变换，故d点的等效阻抗

恰好跟前段空气同轴线匹配。

不难证明当

及

时，上述结构也能得到近似匹配，频带较

支杆加宽了，图3-2-10绘出其频率特性。

（3）薄片垫图

薄片垫图的结构示于图3-2-11中。

垫圈很薄，为减小反射，一般采用妥善安排垫圈间距的办法，使它们产生的反射相互抵消。

如两垫圈相距们所产生的反射相位差而彼此抵消。

，则它

图3-2-11薄支杆组图3-2-12

实际设计中常采用两种方案。

一种是均匀排列，即沿线排列偶数个薄垫圈。

垫圈间距均取每两组间的距离为反射。

值得注意的是，当用介质垫圈支撑时，由于垫圈很薄，至使这种同轴线既不同于空气线也不同于介质同轴线。

在这种传输线中传输波的波长应用下式计算

（3-2-20）

式中，

为自由空间波长，称为波长缩短系数，它可用经验公式表示为

（3-2-21）

，如图（b）所示。

这种方法只能在某一频率上消除反射波，

的两个垫圈为一组，

。

这种方案总反射比前一种小，故可在较宽频带内消除

因而是窄带设备。

另一种则如图（c）所示，它是以相距

窄频带金属支杆

其中为垫圈的相对介电常数，l是垫圈间的距离，是垫圈的厚度。

由式可

知，波长缩短系数这种“混合”介质同轴线的特性阻抗的计算公式为

（3-2-22）

2．金属支杆

当频率更高时，用介质支杆损耗大，因而需用金属支杆作支撑。

（1）

金属短路线支杆

这种结构如图3-2-12所示，图（b）是其等效电路。

由图可见，这就是同轴型金属绝缘子。

和双线时一样，这种装置只适用于窄频带。

（2）宽带金属支杆

用于宽频带的金属支杆示于图3-2-13中。

图（b）是其等效电路。

该装置在中心导体有一段长度为

的加粗段，加粗段的中心恰在支杆的中心。

设加粗段

，频带中最短和最长波长分别为

和

，

特性阻抗为，并设中心波长为则三种波长的关系，为

（3-2-23）

根据传输线理论，欲使该装置在宽带内实现匹配，要求特性阻抗阻抗

及波长满足下列关系

和主线特性

（3-2-24）

其中

（3-2-25）

图3-2-13宽频带金属支杆图3-2-14金属支杆的频率特性

图3-2-14是这种装置的频率特性，它比功率容量小，只是粗之故。

图中，I代表

短截支杆好得多。

它的缺点是

短截支杆的3/4左右，这是由于支杆处中心导全直径加

金属支杆；II代表理论上宽带支杆的情况；III代

表实际宽带金属支杆的频率特性曲线。

（3）套筒

若同轴传输线不匹配或原就存在不连续性，常采用内径而得到。

图3-2-15表示了两种

图3-2-15两种

这些套筒的作用相当于提供一个阻抗匹配变换器。

实用中为得到最大的频率灵敏度，套筒应放在尽可能地靠近不连续点处。

某些匹配网络是由移动这些套筒之中的两个，使之相互靠近或分开来调整的，以便得到尽可能好的匹配。

套筒

介质或金属套筒。

这种波套有两种基本类型：

一种是由中心导体直径加粗，另一种则是减小外导体

套筒的结构示意图。

（4）导纳变换器——单螺调配器

这类导纳变换器也普遍地用于阻抗匹配。

它有几种类型，其中之一是滑动螺钉调配器。

它是把螺钉通过开在同轴线外导体上的纵向槽缝插入同轴线内的，它提供一个并联电纳。

依靠螺钉沿传输线移动来实现最佳匹配。

图3-2-16是单螺调配器的截面图。

图3-2-16同轴单螺钉调配器

四、同轴线的尺寸选择

综合前面讨论，可以得到同轴线尺寸的选择原则为：

①保证在给定工作频带内只传输TEM波；②满足功率容量要求——保证传输功率最小。

③损耗小。

为保证在频带内只存在主模TEM，必须使最短工作波长大于最低的高次模波的截止波长，由式（3-2-15）可得

于是

（3-2-26）

上式只确定了

的数值范围，为最后确定a和b，尚须根据功率容量以及

衰减最小的要求来考虑。

传输功率最大的条件是

，于是解得

（3-2-27）

此式说明当同轴线截面尺寸

时，同轴线可传输最大功率，即其功率容，其中

由式（3-2-13）给出，

量最大。

按此尺寸比计算出空气同轴线的行性阻抗为30Ω。

下面分析损耗小的要求。

由电磁理论知道（或查表2-1-1），同轴线单位长分布电阻为

（3-2-28）

将上式代入式（2-2-28b）可求得同轴线的导体衰减因子为

（3-2-29）

对于空气同轴线，

，则

（3-2-30）

令

，则

将对求导并令其等于零，可求得

取极小值的条件为

这是一个超越方程，其解为

（3-2-31）

这就是说，当同轴线的内外导体半径同轴线的特性阻抗为77Ω。

由式（3-2-27）和式（3-2-31）可以看出，获得最大功率容量和最小衰减的条件不一样。

为兼顾二者，必须折衷考虑。

为此可取

（3-2-32）

此时功率容量比最大值约小15%，衰减则比最佳情况约大10%，其相应的特性阻抗为50Ω。

实际上，同轴线的尺寸已经标准化。

上述有关尺选择的原则是为在特殊要求设计同轴线时作参考的。

在微波波段，常取用的是50Ω和75Ω两种同轴线。

50Ω硬同轴线常用的是外导体内直径为7mm，内导体外径为3mm和外导体直径为16mm，内导体外径为7mm两种。

除上述标准同轴线外，在特殊场合亦有采用偏心同轴线，如图3-2-17所示。

各种尺寸示于图中，这种偏心同轴线的特性阻抗按下式计算

（3-2-33）时，同轴线的衰减最小，此时

式中

（3-2-34）

图3-2-17偏心同轴线截面图图3-2-18外导体为矩形或正方形的同轴

线

此外，在制作同轴元件时，为提高Q值，可将外导体做成矩形或正方形，如图3-2-18所示。

其特点是加工方便，容易制作。

这里我们给出图（b）所示的正方形外导体同轴线的特性阻抗的计算公式如下

（3-2-35）

也有将内外导体都做成矩形或正方形的，如图3-2-19所示。

设波导壁厚为

t。

图3-2-19内外导体都是矩形或正方形的同轴线

对于图（a）所示矩形同轴线，其特性阻抗分两种情况计算：

①当、

时

（3-2-36）

②当

时

（3-2-37）

图（b）所示的正方形同轴线也分两种情况：

①当

时

（3-2-38）

②当

时

（3-2-39）

§3-3带状线

目前，微波技术正朝着两个主要方向迅速发展。

一个方向是继续向高频段即毫米波和亚毫米波段发展；另一方向是大力研制微波集成电路。

这就要求研制一种体积小、重量轻、平面型的传输线。

带状线就是其中一种。

和其它类型的微波传输线一样，带状线不仅在微波集成电路中充当连接呼元件和器件的传输线，同时它还可用来构成电感、电容、谐振器、滤波器、功分器、耦合器等元源器件。

带状线又称做介质夹层线，其结构示于图3-3-31中，它由上下两块接地板、中间一导体带条构成，是一种以空气或介质绝缘的双导体传输线。

带状线可以看成是由同轴线演变而来的，图3-3-2示出了带状线这种演变过程：

将同轴线外导体对半剖开，然后把这两半导外体分别向上、下方向展平，再把内导体做成扁平带状，即构成带状线。

图3-3-2同轴线向带状线的演化

由上述演化过程可见，带状线中的电磁场矢量均匀分布在其横截面内而无纵向分量（、于TEM波传输线。

），故带状线中的工作波型是TEM波。

因而带状线也属

一、特性阻抗

带状线的横截面及尺寸已示于图3-3-1中。

通常用b表示两接地板间距（亦即介质基片厚度），W表示中心带条的宽度，t表示带条之厚度。

带状线的特性阻抗将随中心带条宽度W的不同有不同的求法，下面将带状线分成宽带条和窄带条两种情况进行讨论。

1．宽带条情况（

）

我们把比值的带状线称为宽带条带状线。

这种带状线由于中心带条W较宽，故带和两端的电磁场间的相互影响可以忽略。

由传输线理论可知，带状线的特性阻抗可以表示为

（3-3-1）

式中，L1、C1分别为带状单位长度的分布电感和分布电容，所示。

为光

速。

由上式可见，只要设法求出C1，即可求得Z0。

带状线的电容分布如图3-3-3

图3-3-3带状线的电容

由上图可以看出，带状线的电容器是由两部分组成：

中心导体带条电场均匀分布区与接地板构成的平板电容和由中心带条边缘部分（电场不均匀）与接

地板构成的边缘电容。

关于平板电容很容易从下式求得

（pF/cm）（3-3-2）

式中，W、b、t等均以cm为单位，总的平板电容为两个

由于带状线是对称的，每个电容均为容等于

。

之并联，即等于2

。

，四个边缘电容并联，故总边缘电

在宽带条情况上，边缘场之间的相互作用可以忽略。

应用保角变换法可求得

边缘电容为

（pF/cm）（3-3-3）

根据上式可绘出

曲线，如图3-3-4所示。

图3-3-4平行接地板间半无限导带的边缘电容

因此，宽带条状线单位长度的总电容为

（pF/cm）

（pF/cm）（3-3-4）

将上式代入式（3-3-1）得到

（3-3-5）

2．窄带条情况（通常把

）

的带状线称为窄带条带状线。

由于此时的W较窄，中

心导带两端的边缘场的相互影响不能忽略，因而式（3-3-5）不再适用，需要给出新的计算公式。

由于边缘效应，使带状线的颁由电容增加，相当于导带宽度发生变化，所以须用修正宽度

计算表明，在

代替原宽度W。

范围内，

可由下式求得

（3-3-6）

将

代入（3-3-5）即可求得窄带条带状线之特性阻抗值。

窄带条带状线的特性阻抗也可用下列公式进行计算

（3-3-7）

此式当时是精确的；在、

时的精度不低于1.2%。

3．康恩（S.B.Cohn）计算公式及实用曲线康恩利用保角变换法给出零厚度（如下：

（3-3-8））导带带状线特性阻抗的精确公式

式中

（3-3-9）

其中，

当（

、

是第一类完全椭圆积分。

，即必须考虑导带厚度t时，可以采用下面的实验近似公式）

（3-3-10）

根据（3-3-8）、（3-3-10）绘出一组曲线，如图3-3-5所示。

为了设计使用方便，作为图3-3-5的补充，在图3-3-6中绘出了几种常用的

值很小时的带状线特性阻抗曲线。

这些实用曲线的误差约为1.5%左中。

二、传播速度与带内波长

由于带状线中传输的主模是TEM波，故波的传播速度为

（3-3-11）

式中，为带状线中填充介质的相对介电常数，c为真空中之光速。

由式可见，对于空气带状线，，故其中波的传播速度。

图3-3-5带状线的特性阻抗曲线

图3-3-6常用

值的带状线特性阻抗曲线

带状线的带内波长用

表示，其值为

（3-3-12）

式中，

为自由空间波长。

三、传播常数与衰减

由于带状线既有导体也有介质，因此带状线的传播常数是一个复数，即

（3-3-13）

其中，

为带状线的相移常数，且有

（3-3-14）

式中，

为自由空间相移常数。

带状线的衰减是由导体损耗和介质损耗引起的。

带状线单位长度的衰减用a表示，则

其中，

为带状线单位长度的导体衰减；

为带状线单位长度的介质衰减。

1．导体衰减

关于带状线中导体电阻的热损耗引起的衰减，通常也按中心导带宽度W分为两种情况，但计算较为复杂，这里不拟作过细的推导，只给出它们的计算公式。

（1）宽带情况（

）·

（dB/单位长）（3-3-15）

（2）窄带情况（

）

（dB/单位长）（3-3-16）

图3-3-7窄带条与圆杆中心导体的截面尺寸等效关系

式中，为窄带条的等效圆形截面直径。

窄带条尺寸W与的关系绘于图3-3-7中。

当时，W与的等效关系可用下式计算

（3-3-17）

应该说明，式（3-3-15）和（3-3-16）仅适用于铜导体。

若用其它金属，则可用下式进行换算

（3-3-18）

式中，为铜导体的高频趋肤电阻；